新能源并網逆變器入網電流通用控制

郭燕瓊，王志敏，張建軍

（西安石油大學,電子信息工程學院, 陜西西安 710065）

0 引言

在新能源的發展過程中，太陽能、風力發電等新能源的并網發電日漸流行，而并網逆變器發電技術已成為一個重要的研究方向。IEEE Std 929-2000 標準要求逆變器輸出電流總諧波失真小于5%，3、5、7、9 次諧波小于4%，11～15次諧波小于2%，35 次諧波以上小于0.3%[1]，為了達到輸出標準必須使用濾波器濾波。傳統并網逆變器的輸出一般采用L濾波，單一電感L濾波器結構簡單，并網電流控制容易，但其高頻濾波特性很差，不適合開關頻率較低的應用場合。1995 年 M.Lindgren 和 J.Svensson 首次提出用三階LCL濾波器替換傳統L濾波器的使用[2]。在低頻段時LCL濾波器可以被看成是L=L1+L2的單電感濾波器，在高頻時LCL濾波器相比于L濾波器更具有良好的高頻衰減特性，因此被廣泛用于大功率、低開關頻率的并網設備。

然而LCL濾波器是一個無阻尼三階系統，容易發生諧振，在諧振頻率處會有一個很高的諧振尖峰。沒有阻尼電阻的光伏并網系統在諧振頻率附近容抗非常高，對控制系統的相位影響也較大，將會導致大量諧波電流注入電網，容易導致系統運行不穩定，因此如何設計控制器使系統穩定運行是必須解決的問題。

控制器策略有很多，比如間接電流控制策略、直接電流控制策略、混合控制策略等。在當前的研究中，使用比較多的是帶有源阻尼的直接電流控制策略以及基于電容分裂法的混合控制策略[3-4]。從文獻[1]中可知基于電容分裂法的混合控制法是通過零極點抵消的方法來提高閉環控制帶寬，但它對電網參數依賴很大，同時部分電容電流還在閉環控制環外，不能從根本上解決電網側電感和濾波電容之間可能存在的諧振問題。

本文選擇直接電流控制策略中的電容電流內環、入網電流外環控制方法進行仿真分析，從同頻同相、功率因素（PF）以及諧波測試等3個方面驗證其可靠性。

1 帶LCL濾波器的逆變器結構分析

太陽能電池陣列將太陽能轉換成直流輸出，經過最大功率點跟蹤（MPPT）控制后，對直流母線上電容C1充電，達到約380 V電壓后開始放電，經過逆變器電能轉換和LCL濾波器濾波后,向電網饋入與電網電壓同頻同相的正弦波電流。

圖1所示為帶LCL濾波器的單相光伏并網逆變器系統結構圖。圖中Q1、Q2、Q3、Q4為IGBT開關管，L1、L2、C分別為LCL濾波器的兩個濾波電感和濾波電容，R1、R2分別為電感寄生電阻，寄生電容為0。設直流電壓為Udc,逆變器輸出電壓為U1,i1為電感L1上電流，i2為入網側電流，ic為電容C上的電流，Ugrid為電網電壓。

電路中，直流電壓為Udc=380 V，開關頻率fs=10 kHz，L1=2 mH，L2=1 mH，C=2 μF，寄生電阻 R1=R2= 0.1Ω。

圖1 帶LCL濾波器的單相光伏并網逆變器主電路圖

2 控制方案

傳統采用電網側電感電流作為反饋信號的直接電流控制策略存在諧振尖峰，為了抑制諧振并提高系統的穩定性提出了無源阻尼的方法，比如在電容支路串聯電阻。但是無源阻尼的直接電流控制法在提高系統穩定性的同時增加了系統的損耗，降低了LCL濾波器的高頻衰減。因此有學者提出了采用有源阻尼的方法進行直接電流控制，其中電容電流內環、入網電流外環的雙閉環控制策略成為典型的有源阻尼方案，通過反饋電容電流可以實現阻尼電阻同樣的效果。

電容電流內環的雙閉環控制是采用入網電流i2為外環控制量，電容ic為內環控制量。圖2給出了單相并網逆變器ic內環和i2外環的雙閉環控制策略控制框圖。

圖2 i2和ic雙閉環控制策略框圖

由圖2可知，系統不加PI調節器環節前，系統開環為一個Ⅰ型系統，加上PI調節器后系統為一個Ⅱ型系統。很明顯采用PI調節器引入反饋校正后，Ⅱ型系統相比于Ⅰ型系統有較好的動態性能和穩態誤差。并且PI控制器結構簡單，容易控制，得到了充分的應用。由圖1可得從外環PI控制器的輸出ic*到并網側電感電流i2的開環傳遞函數為：

入網電流的開環傳遞函數特征方程阻尼系數：

取阻尼系數§=0.707，帶入式（2）得：K=77.82。從穩態精度和穩定裕度考慮，設置PI控制器參數，當Ki=1000 時，設 KP分別等于 0.1、0.3、0.5 時，得電容電流內環的雙閉環控制系統開環Bode圖，如圖3所示。從圖可以看出，當Ki=1000，Kp=0.1時，系統動態響應更快，穩定性更好，此組PI參數的選擇滿足要求。

圖3 i2和ic雙閉環控制系統開環Bode圖

3 仿真結果與分析

為了驗證文中第2節中討論的電容電流內環、入網電流外環的雙閉環控制系統建立的模型，本文使用MATLAB2007b版SimulinkSimPowerSystems功能模塊進行仿真。仿真圖如圖4所示。

圖5為電容電流內環的雙閉環控制的逆變輸出電流跟蹤入網電壓波形圖,從圖可以看出逆變器輸出電流能很好地跟蹤電網電壓的頻率和相位，實現了同頻同相控制。圖6所示為在0.1 s時使用負載擾動，從圖可以看出，當負載發生變化時，入網電流仍然能快速地跟蹤電網電壓。

圖4 光伏并網發電系統仿真結構

圖5 入網電流跟蹤并網電壓仿真波形圖

圖6 負載擾動時入網電流跟蹤并網電壓波形圖(t=0.1 s處負載擾動）

并網發電功率因數（PF）和入網電流的總諧波失真(total harmonic distortion，THD)是衡量并網發電電能質量的相兩項重要指標。圖7（a）、（b）分別為功率因數（power factor，PF）的驗證波形圖和并網電流諧波頻譜分析圖。由圖得，系統功率因數在t=0.15 s處約等于1，由兩圖可得系統THD＜0.5%，完全滿足并網要求。

圖7（a）功率因數（PF）驗證波形圖(在0.15s處PF約為1）

圖7（b）并網波形頻譜分析圖

4 結論

采用LCL濾波器的并網逆變器在諧波抑制方面有著顯著的效果,常用于對中大功率場合。通過對基于電容電流內環、入網電流外環的電流雙環控制策略的分析，逆變輸出可以準確地跟蹤電網電壓，達到同頻同相，THD值小于0.5。雖然在實際使用中要增加額外的傳感器，但是系統具有反應速度快,抗干擾能力強的優點。設計中選擇PI控制器作為控制策略，設計簡單，參數易得到，具有很高的可執行性。

因此，基于電容電流內環、入網電流外環的電流雙環控制策略可以作為各種新能源的逆變部分。

[1]吳衛明,劉松培.單相LCL并網逆變器電流控制綜述[J].電源學報,2011,2(3):51-57.

[2]LINDGREN M,SVENSSON J.Control of a voltage-source converter connected to the grid through an LCL-filter-application to active filtering [C]. IEEE PESC,FUkuoda,Japan,1998:18-21.

[3]劉飛.LCL濾波器的三相光伏逆變器雙環控制策略[J].電力電子技術,2008,42(9):6-20.

[4]李鑫,姚勇濤.采用電容電流內環的逆變器雙閉環控制研究[J].電氣傳動,2008,38(2):22-25.

[5]沈國橋,徐德鴻.LCL 濾波并網逆變器的分裂電容法電流控制[J].中國電機工程學報,2008,28(18):36-41.

[6]劉飛,段善旭.基于LCL濾波器的并網逆變器雙環控制設計[J].中國電機工程學報,2009,29:234-240.

[7]徐志英,許愛國.采用LCL濾波器的并網逆變器雙閉環入網電流控制技術[J].中國電機工程學報,2009,29(27):36-41.

[8]霍宏宇,陳偉琪.基于雙電流環控制的并網逆變器設計.電子設計工程,2011,9(13):131-134.

[9]吳衛明,劉松培.單相LCL并網逆變器電流控制綜述[J].電源學報,2011(2):51-57.

[10]張傳宗,施火泉.基于重復PI控制的光伏并網逆變器[J].江南大學學報,2009,8(4):423-426.