逆變器電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識及其應(yīng)用研究

陳友焰，計(jì) 偉 ，楊德剛

（華南理工大學(xué) 自動化學(xué)院，廣東 廣州 510640）

電壓型三相橋式逆變電路通常工作在180°導(dǎo)電方式，即每個橋臂的導(dǎo)電角度為180°，同一半橋上下兩個橋臂交替導(dǎo)電。在180°導(dǎo)電方式下工作時(shí)，為防止同一相上下橋臂的開關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通而引起直流母線短路，要采取“先斷后通”的方法，即在關(guān)斷信號和開通信號之間留一個死區(qū)時(shí)間。受目前器件開關(guān)速度的限制，死區(qū)時(shí)間一般至少都為幾個微秒。當(dāng)電機(jī)低速運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，由于逆變器輸出電壓較低，死區(qū)時(shí)間以及信號通路延遲造成的電壓損失會使電機(jī)定子電流發(fā)生明顯畸變，從而引起電機(jī)抖動，并增加了電機(jī)損耗。

為了補(bǔ)償由死區(qū)效應(yīng)、信號通道及開關(guān)器件延遲和管壓降等造成的輸出電壓損失，國內(nèi)外學(xué)者及工程師們先后提出了各種各樣的電壓補(bǔ)償方法。Seung-Gi Jeng和Min-Ho Park在發(fā)表的論文中分析了死區(qū)時(shí)間對逆變器輸出電壓的影響，并提出了進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ籝.Murai和A.Riyanto等人指出了當(dāng)載波頻率較高時(shí)死區(qū)時(shí)間將導(dǎo)致電流過零鉗住效應(yīng)，提出應(yīng)按照電流方向進(jìn)行電壓補(bǔ)償；Jong-Woo Choi和Seung-Ki Sul指出造成電壓損失的因素除了死區(qū)時(shí)間外，還應(yīng)包括開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷延遲，并提出了針對這兩種因素進(jìn)行同時(shí)補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ籒.UrasaKi和T.Senjyu等人提出了基于干擾觀測器在線估計(jì)補(bǔ)償電壓的方法，并研究了該方法在永磁同步電機(jī)逆變驅(qū)動中的應(yīng)用。

無論采用哪種補(bǔ)償方法，都需要獲得電壓補(bǔ)償參數(shù)。傳統(tǒng)方法是通過查閱設(shè)計(jì)文檔以及器件資料來獲得電壓補(bǔ)償需要的參數(shù)，如死區(qū)時(shí)間、管壓降、開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷延遲等。通常器件資料上給出的這些參數(shù)都是在一定范圍內(nèi)變化的，為了獲得準(zhǔn)確的電壓補(bǔ)償參數(shù)，本文提出了一種離線辨識的方法來獲取這些參數(shù)，并研究了該方法在異步電機(jī)逆變驅(qū)動中的應(yīng)用。

1 逆變器電壓補(bǔ)償原理

常用逆變器基本結(jié)構(gòu)通常包括控制器、驅(qū)動電路、逆變橋等幾個部分，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

通常，造成逆變器輸出電壓損失的主要因素有以下幾個方面：死區(qū)時(shí)間 Tdead、開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷延遲 Tdelay（=ton-toff）、管壓降VT（IGBT管壓降）和管壓降VD（二極管管壓降）。

以圖1中U相為例，當(dāng) iU＞0（電流輸出為正）時(shí)，T1和 D2交替導(dǎo)通。在一個載波周期Tp內(nèi)U相輸出電壓參考值Vout_cmd和實(shí)際值Vout_real波形[5-6]如圖2所示。

圖1 逆變器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of inverter

圖2 iU＞0時(shí)U相輸出電壓波形Fig.2 Voltage wave of phase U when iU＞0

由圖2可知，iU＞0時(shí)，死區(qū)時(shí)間和開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷延遲會導(dǎo)致實(shí)際輸出占空比減小，從而使輸出電壓減小，管壓降是直接使輸出電壓減小。設(shè)占空比參考值為Dcmd，實(shí)際值為Dreal，逆變器直流母線電壓為VDC，則iU＞0時(shí)需要補(bǔ)償?shù)碾妷簽椋?/p>

當(dāng)iU＜0時(shí)，T2和D1交替導(dǎo)通。在一個載波周期Tp內(nèi)U相輸出電壓參考值Vout_cmd和實(shí)際值Vout_real波形和圖2中的波形是類似的，只不過T2的驅(qū)動脈沖跟T1是反相的。此時(shí)需要補(bǔ)償?shù)碾妷簽椋?/p>

若將需要補(bǔ)償?shù)碾妷簱Q算成占空比，則iU＞0時(shí)應(yīng)增大占空比實(shí)現(xiàn)電壓補(bǔ)償，占空比增量為：

iU＜0時(shí)應(yīng)減小占空比以實(shí)現(xiàn)電壓補(bǔ)償，占空比減小量為：

2 電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識

通常情況下開關(guān)管導(dǎo)通壓降VT和二極管導(dǎo)通壓降VD相差不大，為簡化計(jì)算，可令：VD=VT=VDT；則 iU＞0 和 iU＜0 時(shí)補(bǔ)償電壓變?yōu)榻y(tǒng)一形式：

其中，TD=Tdead+ton－toff。

若將圖1所示逆變器接上三相異步電機(jī)，讓T5和T6管關(guān)斷，則可控制T1～T4使逆變器輸出直流電，如圖3所示。

圖3 離線辨識硬件線路圖Fig.3 Hardware for off-line identification

設(shè)輸出直流電壓參考值為Vcmd，輸出電流為iU，UV兩相間直流電阻為RUV，要補(bǔ)償?shù)碾妷簽棣，則有：

在等式（6）右邊，RUV、VDT、TD是未知量，iU可測量，Tp、VDC是已知量。電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識原理圖如圖4所示。

圖4 電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識原理圖Fig.4 Diagram of off-line identification for voltage compensation

設(shè)電機(jī)額定電流為IN，電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：

1）令電流給定 Iref=IN，載波頻率Tp=Tp1，達(dá)到穩(wěn)態(tài)后有iU=IN，設(shè)最終穩(wěn)態(tài)輸出電壓為 Vcmd1，由式（6）可知

3）令 Iref=IN，Tp=Tp2，穩(wěn)態(tài)時(shí) iU=IN，輸出電壓 Vcmd3，則有：

5） 由（7）～（10）4 個方程可解得：

其中 A=2（Vcmd2－Vcmd4）+Vcmd3－Vcmd1，B=

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

現(xiàn)在以TMS320F28335作控制器的一臺三相電壓型逆變器上實(shí)現(xiàn)電壓補(bǔ)償參數(shù)的離線辨識，所帶電機(jī)為三相異步電機(jī)，電機(jī)參數(shù)如下：

PN=15 kw，UN=380 V，fN=50 Hz，IN=30 A，Rs=0.788 Ω，Ls=114 mH，Rr=0.6 Ω

Lr=114 mH，Lm=105 mH，Np=2，J=0.3 kg*m^2

按本文第2小節(jié)所述方法讓逆變器輸出直流電到異步電機(jī)UV兩相，電流給定分別為：

Iref=IN=30 A和A，兩個載波周期分別設(shè)為Tp1=100 μs，Tp2=200 μs，死區(qū)時(shí)間設(shè)為 2 μs。 通過 labview8.5 觀測到電流iU波形如圖5所示。

圖5 離線辨識電流波形（幅值用30A標(biāo)幺）Fig.5 Current wave of off-line identification（PU by 30A）

辨識過程結(jié)束后，最終輸出結(jié)果如下：

為驗(yàn)證辨識所得參數(shù)是否合理，現(xiàn)以上述辨識結(jié)果作為電壓補(bǔ)償參數(shù)進(jìn)行電壓補(bǔ)償，補(bǔ)償方法如本文第1小節(jié)所述。

沒有電壓補(bǔ)償?shù)那闆r下，電機(jī)50 Hz空載運(yùn)行時(shí)用示波器觀測到的電流波形如圖6所示。

圖6 50Hz運(yùn)行無電壓補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ蜦ig.6 Current wave without compensation at 50Hz

在利用參數(shù)（12）進(jìn)行電壓補(bǔ)償后，電機(jī)50 Hz空載運(yùn)行時(shí)的電流波形如圖7所示。

4 結(jié) 論

圖7 50Hz運(yùn)行有電壓補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ蜦ig.7 Current wave with compensation at 50Hz

文中提出了一種簡易的逆變器電壓補(bǔ)償參數(shù)離線辨識方法，并研究了該方法在異步電機(jī)逆變控制中的應(yīng)用。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用該方法辨識出的參數(shù)進(jìn)行電壓補(bǔ)償后，逆變器[7]輸出電流波形有了顯著改善。

[1]Seung-Gi Jeong，Min-Ho Park.The analysis and compensation of dead-time effects in PWM inverters[J].IEEE Transactions on Industrail Electronics，1991（2）:698-704.

[2]Murai Y，Riyanto A，Nakamura H，et al.PWM strategy for high frequency carrier inverters eliminating current-clamps during switching dead-Time[J].IEEE Transactions on Industrail Electronics，1992（8）:1015-1020.

[3]Jong-Woo，Seung-Ki.Inverter output voltage synthesis using novel dead time compensation[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1996（4）:1135-1141.

[4]Urasaki N，SenjyuT，UezatoK，et al.On-line dead-time compensation method for permanent magnet synchronous motor drive[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2002（6）:986-991.

[5]陳偉.基于DSP的感應(yīng)電機(jī)矢量控制系統(tǒng)研究[D].哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學(xué)，2007.

[6]孫向東，鐘彥儒，任碧瑩，等.一種新穎的死區(qū)補(bǔ)償時(shí)間測量方法[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2003（2）:23-27.SUN Xiang-dong，ZHONG Yan-ru，REN Bi-ying，et al.A novel measuring method for dead-time compensation[J].Proceeding of the CSEE，2003（2）:23-27.

[7]李政學(xué).基于TMS320LF2407三電平逆變器SVPWM研究[J].電子科技，2011（3）：104-107，126.LI Zheng-xue.Research on the three-level SVPWM inverter based on TMS320LF2407[J].Electronic Science and Technology，2011（3）：104-107，126.