無刷直流起動/發電系統的設計與實現

李 穎，藺 韜，邵興齊，趙永華

(中國兵器工業集團第202研究所，陜西咸陽712099)

0 引 言

隨著科技的進步，戰車、戰機先進裝備用電量的大幅提高對電源的容量和品質都提出了高要求。由一臺電機構成的起動/發電系統省去了專門的起動機構，起動時作為發動機使用，當轉速高于點火速時，電機的狀態轉化為發電機狀態，一機二用，實現起動、發電雙功能。這將是戰機、戰車等移動電源的發展趨勢［1－3］。

美國F－16戰機采用開關磁阻電機作為發動機的起動/發電電機，豐田公司的混合動力轎車普銳斯利用混聯結構，采用了兩個永磁同步電機分別實現電動和發電功能。美國福特汽車工業公司采用異步電機作為起動/發電機。與以上電機相比，無刷直流電機(以下簡稱BLDCM)具有功率密度高、效率高、機械特性硬、控制簡單等優點，廣泛應用在電動場合［4－5］。從本質上講，無刷直流電機具有電動/發電運行的能力，但是在不增加系統的復雜度并保證主功率電路不變的條件下，在電動模式和發電運行模式下的工作情況還是有較大的不同。本文在主功率電路不變的條件下，針對額定功率2 kW、額定電壓270 V、額定轉速12 000 r/min的無刷直流電機，研究與設計了直流起動/發電實驗系統，介紹系統設計、控制策略及其仿真結果，實驗驗證了其可行性。

1 無刷直流起動/發電系統的總體設計

航空發動機無刷直流起動/發電系統功能結構如圖1所示，主要由航空發動機、無刷直流電機、功率變換部分、蓄電池和控制單元五部分組成。航空發動機一般是燃氣渦輪發動機，不能自行起動工作，必須借助外部動力起動，才能工作。起動時靜摩擦力矩不大，但在點火階段靜阻轉矩最大，直到發動機達到最高工作轉速的35%才結束起動過程［6］。在該設計中，假定航空發動機的最高轉速為10 000 r/min，點火階段轉速為1 300 r/min，3 000 r/min時完成起動。96 V蓄電池由4個24 V鉛蓄電池串聯組成。該系統性能指標主要有起動和發電兩個，起動指標要求:96 V的蓄電池供電，起動1 s后，電機轉速達到3 000 r/min以上，負載轉矩10 N·m;發電指標要求:能在3 500～10 000 r/min的1∶2.5轉速變化范圍內提供直流電壓270 V、額定功率2 kW的電能。

在起動階段，BLDCM面臨著蓄電池低電壓供電、高輸出轉矩的起動沖擊問題，在不延長起動時間的條件下，如何有效控制起動電流是起動階段的研究重點。在發電階段，通常采用齒輪差動式液壓恒速傳動裝置將發動機變化的速度轉變成恒定轉速驅動無刷直流發電機［7］，經過整流濾波后，產生恒定的直流電壓。但恒速傳動裝置存在結構復雜，能量轉換效率低的問題。因此采用發動機直接驅動無刷直流發電機的方法，通過控制單元對功率單元的控制，實現恒定電壓的輸出則是一種捷徑。

2 無刷直流電機起動控制策略

與恒轉矩負載不同。航空噴氣發動機的起動轉矩與轉速有關［7］，在開始階段較小，后隨著轉速的升高轉矩成平方級數增加，當達到點火轉速時，轉矩最大。同時，還要保證起動時間盡量短。如果采用常規的轉速閉環控制，僅從外部轉速上看，完全能夠滿足系統要求。但是，考慮到常規轉速閉環控制中，短時加速起動過程可能會引起瞬間大電流造成對逆變器的沖擊，降低系統的可靠性。因此，在起動階段，采用對電機轉矩直接控制的方法比較好。

在無刷直流電機非換相的任一時刻，忽略由導通相斬波引起的非換相電流，電機繞組僅有兩相導通，且理想電動機的相電流與相應的每相反電動勢同相，假設A、B兩相導通，可以得到無刷直流電動機的轉矩表達式:式中:Tem為電機電磁轉矩;ia、ib、ic為定子繞組三相電流;ea、eb、ec為定子繞組三相電動勢;ω為電機旋轉機械角速度。但三相反電勢較難直接測量，以A相定子繞組反電勢為例，可以通過計算得到:

式中:N為定子繞組每相串聯導體數;Bδ為永磁體產生的氣隙磁密;τ1為極距;p為電機的極對數;Lef為電樞計算長度。由于無刷直流電機的磁路飽和，電樞反應很小，可以忽略不計。當電機設計好之后，上述參數固定不變。轉矩可以表示:

因此通過相電流可以計算出轉矩。通常認為，兩相導通的無刷直流電機的相電流等于母線電流，但母線電流采樣忽略了相電流在逆變器內部的續流過程，也就無法準確反饋流經電動機繞組產生轉矩的真實電流。僅用于電流限定值的監測使用。文獻［8］提出了用一個電流傳感器采樣相電流的方案，但該方案實質上是公用一個輸出端的兩套隔離采樣繞組，沒有從根本上實現單電流傳感器采樣相電流。與常規方案相比，該方案存在線路寄生電感較大的問題，不利于功率單元的可靠性提高。本設計采用直接采樣三相電流的方法，由于電機三相繞組采用“星”型連接，三相電流之和為零，采樣兩相電流可以得到第三相電流。

該設計中，雖然電機單方向旋轉，但電機既要工作在發電狀態，又要工作在電動狀態，也就意味著，電機既要輸出發電狀態的反向轉矩又要輸出電動狀態的正向轉矩。因此，轉矩的計算不單單是轉矩大小的計算，還包括轉矩方向的計算，其計算公式如表1所示。

表1 轉矩計算公式

若轉矩計算結果為正，說明處于電動狀態，反之發電狀態。在換相階段，由于電感的存在，關斷相電流不會立即降為零，而該相反電勢也由平底/頂波部分向零點變化，在續流階段，關斷相依舊會產生電磁轉矩，直到續流結束。因此，在三相換相導通階段，要對計算轉矩進行補償，補償的大小由相電流幅值和電氣時間常數以及極弧系數決定。

圖2 無刷直流電機起動過程轉矩控制結構圖

無刷直流電機起動過程轉矩控制如圖2所示。電機轉速與Hall信號頻率成正比，對Hall信號頻率的采樣可以得到電機轉速，實現轉速閉環，速度環采用比例積分控制，以消除轉速的凈差，速度環的輸出作為轉矩給定。由兩相電流和轉子位置根據表1可以計算出電機的轉矩反饋，對轉矩給定與轉矩反饋之間的差做閉環計算。為了保證轉矩環的實時性，轉矩環采用純比例控制，并根據計算結果產生PWM信號。當給定轉矩小于反饋轉矩時，PWM占空比降低，相電流、轉矩減小。反之，當給定轉矩大于反饋轉矩時，PWM占空比增大，相電流、轉矩增大。從而實現無刷直流電機的轉矩控制。

3 無刷直流電機發電控制策略

起動結束后，當發動機轉速大于3 500 r/min，電動機轉換成發電狀態。發動機的轉速在3 500～10 000 r/min之間，由于發動機和電動機之間沒有恒速傳動裝置，同時無刷直流電機的勵磁無法調節，電動機的反電勢隨轉速波動。經折算，通過二極管整流后輸出直流電壓范圍為96～241 V，無法達到270 V直流電壓的輸出要求。

本設計的主功率電路如圖3所示，該方法采用240°電角度導通方式。圖4給出了發電運行功率管的導通邏輯，當反電勢處于正最大或者負最大時，在一個斬波周期導通階段中反轉邏輯功率管導通，在關斷階段中正轉邏輯功率管導通。為了防止上下管直通，在正反轉邏輯切換的時候要有“死區”。

圖3 無刷直流電機主功率電路和電機等效模型

圖4 發電運行功率管導通邏輯

假設系統狀態穩定，以0°～60°區間為例，分析發電運行時主功率電路狀態。此時，A相反電勢正最大，B相反電勢負最大，在一個斬波周期中，如圖5所示。T是斬波周期，Ton是導通時間，反轉邏輯V3V4導通，Toff是關斷時間，正轉邏輯V1V6導通，Td是死區時間。

假設電機三相繞組對稱，磁路工作在線性部分。

當V3V4導通，電流路徑:電源正—V3—B相繞組—A相繞組—V4—電源負。電流方程:

圖5 0～60°區間V1V6和V3V4導通示意圖

式中:Uo為系統輸出電壓;R為電機相繞組電阻;i為電機B相電流;L為電機繞組自感;M為電機繞組互感。此時，電機轉動的機械能和電能轉化為耦合場中的磁能存儲起來。

當V3V4關斷，并且由B到A的換相電流沒有斷續，電流路徑:電源負—D6—B相繞組—A相繞組—D1—電源正。電流方程:

在此階段，電機轉動的機械能和耦合場中的磁能轉化為電能輸出。

當V3V4關斷，相電流逐漸減小并出現斷續，V1V6導通，相電流方向變為由A到B，電流路徑:電源正—V1—A相繞組—B相繞組—V6—電源負。電流方程:

在此階段，電能轉換為電機轉動的機械能和耦合場中的磁能。

根據式(4)、式(5)和式(6)，電機的反電勢和相電流是決定輸出電壓Uo的關鍵參數。在換相時刻，發電機也存在開通相電流的上升速度小于關斷相電流的下降速度，從而引起非換相相電流脈動，這必然會導致Uo隨電機換相在波動。為了減少Uo波動，需要對相電流進行控制。同時，當發電機輸出的穩態電能大于負載的消耗，必然會導致Uo的升高，反之降低。如不考慮損耗，在穩態情況下，有:

式中:Pem為電機電磁功率;Po為系統發電輸出功率;io為系統輸出電流。

傳統的發電系統是通過調節勵磁電流進行調壓控制，本文通過控制電磁轉矩來實現不同轉速下發電機輸出電壓的調節。發電運行控制策略結構如圖6所示。

當負載發生變化時，電壓調節器根據檢測到的電壓與給定電壓的偏差，輸出發電機的給定轉矩，電壓環采用PI調節。與起動過程類似，轉矩的計算可參考表1，轉矩環采用純比例控制。并根據計算結果產生PWM信號。當反饋電壓大于270 V時，經過環路計算，給定轉矩減小，從而引起PWM的占空比減小，反轉邏輯功率管的導通時間隨之降低，電機反向轉矩減小，反饋電壓降低。反之，反饋電壓小于270 V時，PWM的占空比增大，反轉邏輯功率管的導通時間隨之增長，電機反向轉矩增大，反饋電壓升高。通過轉矩的控制實現輸出電壓的穩定。

圖6 無刷直流電機發電過程轉矩控制結構圖

4 仿真與實驗研究結果

在MATLAB環境下，搭建了數學模型，對2 kW無刷直流電機起動/發電系統進行了仿真，2 kW電機的參數:額定電壓270 V(DC);額定功率2 kW;額定轉速12 000 r/min;相電阻 0.53 Ω;相電感 0.24 mH;額定負載1.6 N·m;電勢系數 0.009 5 V/(r/min);轉矩系數0.090 725(N·m)/A。

在起動階段，當轉速低于1 300 r/min時，轉矩隨轉速的增加而增大，在1 300 r/min的時候發動機點火，出現電動機最大負載轉矩10 N·m，當轉速大于1 300 r/min時，轉矩隨轉速的增加而下降，到達3 500 r/min時，發動機順利點火，電動機輸出轉矩降為0，起動過程完成。圖7為起動過程的仿真波形，為了防止起動沖擊過大，轉速給定是一條隨時間而線性升高的曲線。最大相電流80 A，起動時間0.35 s。

圖7 起動過程三相電流、轉速和電磁轉矩仿真波形

圖8為發電過程中的仿真波形。在1.05 s，負載電流由7.4 A降低到4.5 A，由于系統的電壓、轉矩閉環控制，相電流也隨之降低，達到了輸出電壓穩定的結果。

在實驗過程中，受實驗條件限制，利用兩臺電機對拖的辦法來模擬發動機運行，該模擬拖動電機與2 kW發電機參數一致。

圖8 發電過程三相電流、母線電流和母線電壓仿真波形

在起動階段，2 kW電機帶動拖動電機旋轉，通過對拖動電機加載，以模擬實際起動過程中，其負載轉矩隨轉速的變化。拖動電機三相繞組接三相“星”形負載，在負載電阻不變條件下，轉速越高，電動機負載力矩就越大，負載電阻確定后，在短時間內較難改變。因此，在起動過程中，轉矩是一條隨著轉速而變化的曲線，最大負載轉矩出現在3 500 r/min處。圖9是2 kW電機起動過程A相電流實驗波形，100 mV對應10 A。可以看出，A相電流幅值隨換相頻率而變化，即電磁轉矩隨轉速而變化，轉速達到3 500 r/min時起動結束，A相電流最大幅值達到70 A。即從而驗證了起動轉矩控制策略。

圖9 2 kW電機起動實驗波形

在發電階段，拖動電機由270 V驅動器驅動并帶動2 kW發電機旋轉，2 kW發電機功率單元的直流端輸出接電阻負載。圖10是發電實驗波形，100 mV對應10 A。圖10中，直流端輸出電流(電壓)較平滑，沒有明顯的換相脈動;當負載忽然增大，直流端輸出電流由4 A增加到7 A，A相電流幅值也由7 A增大到15 A，實驗結果與理論分析一致，從而驗證了發電控制策略。

圖10 發電實驗波形

5 結 語

針對2 kW高壓直流無刷電機起動/發電系統存在的低電壓起動、高輸出轉矩和變速輸入、恒電壓輸出的矛盾，重點研究了無刷直流電機的起動轉矩控制技術和在寬轉速范圍內提供恒定輸出電壓的發電技術。分析了控制原理，給出了控制框圖。仿真和實驗證明，采用轉矩控制技術的發電電路具有兼容性強、輸出電壓平穩的特點。該起動/發電系統不僅降低了體積和重量，還簡化了系統的復雜程度，提高了起動性能和發電的動靜態品質。

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