一種寬帶D類射頻功率放大模塊設計

徐玉存，柳拓鵬

(中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

目前，廣播發射機、超視距雷達發射機、高頻大功率加熱設備、無線能量傳輸等設備中對功率放大器的效率都提出了苛刻的要求。效率的提高使系統消耗的電源功率減小，從而減小設備的體積和重量，大大節約系統的生產成本和使用成本。因此，功率放大器效率的提高一直是人們所關注的課題，它推動了功率放大器技術的不斷發展。

功率放大器類型從A類、B類放大器發展到C類高頻調諧式功率放大器，目的都是為了提高功率放大器的效率［1］。在忽略線路損耗的條件下，放大器主要損耗為漏(集電）極開關損耗PD，其可以表示為［2］

對于A類、B類、C類放大器，功率器件都工作于有源區，IS及VDS都比較大，放大器的效率難以進一步提高。要進一步提高放大器效率，就得讓功率器件的負載線落入高效區。D類放大器克服了A類、B類、C類放大器的缺點，使得功率器件工作于開關狀態，避免了漏極電流和電壓的同時存在，放大器理論效率可達到100%［3］。

本文介紹了一種基于射頻MOSFET的D類功放模塊設計研制，對設計過程中關鍵參數進行了計算、仿真分析，并給出了初步實驗測試結果。

2 D類放大器設計分析

2.1 傳輸線變壓器耦合D類放大器原理

傳輸線變壓器耦合D類放大器原理圖如圖1所示［4］。V1、V2在一對互補信號的驅動下工作，C1、C2為高頻隔直電容，C3、C4為傳輸線變壓器的端接補償電容。在此忽略開關管的導通電阻，V1、V2開關管漏源極電壓均為幅度為2VDC的矩形方波，經傳輸線變壓器Tr2平衡-不平衡轉換后變為幅度為2VDC的對稱方波信號，經L1、C5、L2、C6構成的低通濾波器濾波后，在負載電阻上得到正弦電壓信號。流過開關管V1、V2的電流為正弦脈沖電流。負載上得到的為方波信號的基頻分量，按傅里葉基數展開后可得到RL兩端的電壓:

圖1 傳輸線變壓器耦合D類放大器原理圖

則傳輸到負載的射頻功率:

流過每只管子的正弦電流為負載上電流的兩倍，可以求得，電源所需提供的輸入電流為

2.2 功率MOSFET的選擇

射頻功率輸出按1200 W 進行計算，帶寬5～8 MHz，則根據式(4），供電電壓VDC為

考慮放大器的效率在0.8左右，取150 V。

這樣，射頻最大輸出功率為

直流電源輸出功率選取1800 W。

流過MOSFET的電流峰值為

則平均電流為(下式計算結果為零!）

根據以上計算，選擇IXYS 公司型號為DE275-501N16A 射頻MOSFET 作為該放大器的功率管，其最高開關頻率可以達到50 MHz，開通關斷時間可以達到數納秒，導通阻抗僅為0.25 Ω，漏極電壓最高達500 V，適用于高壓饋電的D類、E類射頻放大器。

2.3 輸入及驅動電路

圖1中采用變壓器耦合輸入的射頻信號作為開關管的驅動信號，無法滿足驅動大功率MOSFET的要求。在開關類放大器設計中，采用矩形波驅動可大大減小功率管在線性區的滯留時間，從而降低渡越損耗。因此，需要將輸入的射頻波轉化為方波信號來驅動開關管工作。波形變換電路的原理如圖2所示。圖中，T1為傳輸線變壓器，其延時可以做到小于1 ns，T1在此電路中作不平衡-平衡變換，將輸入的不平衡射頻信號轉化為兩路相位相差180°的射頻信號;N1、N2為高速比較器，用作過零檢測，則在N1、N2輸出端可得到兩路相位相差180°的互補信號［5］。

圖2 波形變換原理圖

波形變換模塊生成的方波信號幅度為5 V，經DEIC420后，將5 V方波信號轉化為15 V的方波信號。DEIC420為IXYS 公司針對射頻MOSFET 設計的驅動器，其最高工作頻率可到40 MHz，其峰值驅動電流可達20 A。

2.4 傳輸線變壓器設計

傳輸線變壓器包括兩部分:傳輸線與磁芯，一般滿足兩個傳輸條件:傳輸線的串聯電感感抗遠大于傳輸線的特性阻抗Z0，傳輸線的長度l 遠小于傳輸波長λ。對于1∶4阻抗變換器，設Rg、Rb分別為電源內阻抗和負載阻抗，則滿足最大輸出功率下的最佳傳輸條件為

滿足最佳傳輸條件下，電路傳輸系數:

這里以1 dB 損耗為限值標準，傳輸線最大長度l約為λ/4，考慮到磁化電感、匝間電容等影響，一般取

在大功率應用時，首先必須保證磁芯工作磁感應強度不超過允許值。繞制的匝數應滿足:

由式(8）計算得到的匝數一般都能滿足最小并聯磁化電感的要求，但在設計傳輸線變壓器時，仍需按最小并聯磁化電感的要求進行驗證。

實際設計中負載阻抗為50 Ω，1∶4變換器的繞制電纜特性阻抗為25 Ω。對于5～8 MHz的帶寬內，其波長在幾十米，因此傳輸線長度很好地滿足式(7），故繞制的匝數盡可能多些，以滿足式(8）的要求。但是，匝數也不宜過多，以保證匝間距足夠大，減小初級或次級的自身分布電容。要想保證足夠大的電感，最好還是采用高磁導率的磁芯材料，這樣變壓器也可以做到小體積和高功率容量。

對于非理想化磁芯，考慮1∶–1的倒相變換器，其傳輸系數:

其中，μ'和μ″代表磁導率的實部與虛部。由式(9）可知，在μ'遠大于μ″時，變壓器的傳輸損耗隨μ″增大而增大;在μ'遠小于μ″時，損耗隨μ″的增大而減小，并且與μ'無關。這一結論實際上適用于任何變換電路［6］。對于工作頻率5～8 MHz，鐵氧體材料往往更容易滿足條件μ'遠大于μ″。因此，盡可能選擇μ'相對高的磁芯材料。本文選用了國產R400P 型鎳鋅軟磁鐵氧體材料，其磁導率為400，飽和磁通密度為320 mT，并具有高Q 值和頻率特性穩定等特點。

實際繞制的變壓器如圖3所示。其中1∶4變換器采用雙線并繞，其特征阻抗為25 Ω，繞制匝數為10匝，主要保證最小并聯磁化電感的需要求;1∶–1的倒相變壓器采用的是雙孔磁芯，由50 Ω的同軸線繞制。雙孔磁芯的電感量要比單孔大的多，在理論上亦可以獲得更大的帶寬，其上限頻率可以做得更高。

圖3 傳輸線變壓器

2.5 PCB 布板及接地處理

大功率MOSFET 工作于開關狀態，其DS兩端的電壓擺幅較大，這樣將產生大量獨立于開關頻率的高頻分量。小信號的射頻輸入及波形處理電路有可能遭到破壞而不能正常工作。在PCB 布局時應將大功率器件和射頻輸入、波形處理電路合理分區，避免功率輸出級與其他小功率電路具有共同的地回路［7］。

圖4 接地處理原理圖

在本電路設計中，驅動級地和功率級電路地之間單點連接，接地處理原理見圖4所示。圖中，驅動地與功率地之間采用單點接地，驅動級電路和功率級電路均大面積覆地，在兩個大面積地之間串接小阻值電阻R1。根據電流總是選擇低阻抗回路通過的原理，可以將驅動小電流回路和后級大功率電路電流回路分割為兩個獨立的回路，消除共地阻抗所產生的干擾。

3 放大器的仿真分析

3.1 輸出匹配網絡仿真設計

由開關電路獲得的矩形波電壓需經過匹配網絡，其主要功能是濾除高次諧波分量而讓基波分量傳遞到負載。這里對高次諧波(最小為三次諧波）的抑制主要有電路的品質因數QL來決定，其越大，諧波抑制越好，但輸出功率變小，需折中考慮。第n 次諧波與基波的電流輸出關系可以表示為

實際設計中，匹配網絡采用4節低通濾波器實現，在5～8 MHz的帶寬內，采用ADS 軟件優化設計后得到匹配網絡見圖5所示，S(2，1）參數曲線見圖6。從圖可以看出，頻率大于9 MHz時衰減急劇下降，在15 MHz(最低頻率的三次諧波）時衰減接近18 dB。

圖5 匹配網絡電路圖

圖6 ADS 仿真結果

3.2 放大器的PSpice 輸出仿真

根據以上計算分析，結合ADS 仿真的結果，采用PSpice 對設計結果進行了仿真驗證。輸入直流電壓150 V，在5、8 MHz 得到的仿真結果如圖7～10所示。

圖7 5 MHz時負載電阻上的電壓波形

圖8 5 MHz時開關管DS兩端的電壓波形

圖9 8 MHz時負載上的電壓波形

圖10 8 MHz時開關管DS兩端的電壓波形

4 實驗測試結果

試驗測試的射頻放大模塊照片如圖11所示。試驗信號源信號為AG8648D，負載為50 Ω 射頻吸收負載，其最大熱吸收功率為2 kW。

圖11 放大模塊實驗測試照片

圖12和圖13分別為MOSFET 漏源極波形和輸出功率波形。實測波形與仿真的波形差異較大，這是由于仿真是沒有考慮分布參數的影響。實際上，由于電壓上升速度過快加上引線電感的存在，往往會在方波上疊加有較大的振蕩。由于振蕩的幅值往往是正常值的1.5 倍以上，因此受MOSFET 器件的耐壓限制，實際中電壓最大只能加到120 V左右，放大器最大輸出功率約830 W。要想進一步獲得千瓦以上的功率輸出，還需要進一步合理布局設計，降低分布參數的影響。

圖12 8 MHz時輸出功率波形

圖13 8 MHz時MOSFET的DS 間波形

表1為相同輸入電壓、不同開關頻率下的輸出功率、效率測試情況。從測試結果看，放大器模塊效率都在80%以上，帶內功率起伏小于0.7 dB。

表1 不同工作頻率下輸出功率與效率

5 結束語

放大管工作于開關狀態是射頻功率放大器提高效率的有效途徑之一。但是，受功率器件技術發展的影響，往往很難做到大功率應用。本文對射頻放大模塊的大功率與高效率輸出進行了試驗研究，為下一步獲得千瓦以上輸出功率應用打下基礎。該類型放大模塊在超視距雷達、海岸監視雷達具有很好的應用前景;在ISM 頻段，由于其極高的效率，也越來越多的受到關注［8］。

［1］鄭強.甲乙類變壓器耦合推挽功率放大器的工程應用［J］.聲學與電子工程，2010(3）:44-46.

［2］胡長陽.D類和E類開關模式放大器［M］.高等教育出版社，2011.3.

［3］Andrei Grebennikov.射頻與微波功率放大器設計［M］.張玉飛，趙宏飛，譯.北京:電子工業出版社，2006.4.

［4］K I Hwu，Y T Yau.Output Power Enhancement of Full-Bridge Class-D Amplifier// International Power Electronics Conference，2010:557-561.

［5］張俊玲，李朋蘭.過零比較器試驗中相位失真問題的研究［J］.武警學院學報，1999，15(2）:67-68.

［6］張紀綱.射頻鐵氧體寬帶器件［M］.北京:科學出版社，1986.

［7］徐興福.ASD2008 射頻電路設計與仿真實例［M］.北京:電子工業出版社，2009.

［8］周萬幸.天波超視距雷達發展綜述［J］.電子學報，2011(6）:1373-1378.