L波段捷變頻收發(fā)前端設(shè)計(jì)仿真

宋里瑾，賀 欣，宋小勇

（中國(guó)空空導(dǎo)彈研究院 河南 洛陽(yáng) 471009）

信息是信息化戰(zhàn)斗中的決定因素，而數(shù)據(jù)鏈[1]的根本作用就是解決信息獲取、信息處理和信息傳輸?shù)膯?wèn)題，并從速度上進(jìn)行優(yōu)化，極大地增強(qiáng)整體作戰(zhàn)效能。某型數(shù)據(jù)鏈工作在L波段，是一種高保密、抗干擾、低截獲概率的通信鏈路。微波收發(fā)前端作為該數(shù)據(jù)鏈終端的重要功能件，其內(nèi)部既有功率電平的發(fā)射通道，又有高增益、低噪聲的接收通道，是集高頻、低頻、大信號(hào)、小信號(hào)等為一體的復(fù)雜功能件。本文著重介紹應(yīng)用于某型數(shù)據(jù)鏈小型化收發(fā)前端的設(shè)計(jì)過(guò)程。該組件具有低噪聲、低雜散、捷變頻等特點(diǎn)。

1 收發(fā)前端的主要性能指標(biāo)要求

本文介紹的收發(fā)前端工作在L波段，可以按照偽隨機(jī)跳頻圖案產(chǎn)生51個(gè)不同的收/發(fā)頻率，相對(duì)帶寬約為22%。其主要性能指標(biāo)是：

接收通道：噪聲系數(shù)≤5 dB；輸入信號(hào)范圍為：-100～-20 dBm；輸出電平：-15～0 dBm；

發(fā)射通道：輸入功率為-10～0 dBm，輸出功率為≥0 dBm；

捷變頻時(shí)間：≤6 μs。

2 收發(fā)前端的組成與工作原理

收發(fā)前端主要包括發(fā)射通道、接收通道和捷變頻本振3大部分[2]，用于完成發(fā)射、接收兩大功能，其組成框圖如圖1所示。在該組件發(fā)射通道：中頻已調(diào)信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻、濾波搬移到L波段指定頻段，經(jīng)過(guò)放大后輸出射頻信號(hào)，最后經(jīng)過(guò)環(huán)行器至天線輻射單元。在接收通道：從天線單元接收到微弱信號(hào)，經(jīng)過(guò)預(yù)選濾波、低噪聲放大、下變頻、限幅放大到中頻供后級(jí)數(shù)字電路進(jìn)行采樣和數(shù)據(jù)處理。捷變頻本振部分負(fù)責(zé)產(chǎn)生在一定范圍內(nèi)快速變化的寬帶低相噪信號(hào)，用于給發(fā)射通道和接收通道提供快跳本振源，以滿足系統(tǒng)抗干擾的要求。由于發(fā)射通道和接收通道分時(shí)工作，可以通過(guò)收發(fā)開(kāi)關(guān)按照時(shí)序?qū)Ρ菊裥盘?hào)進(jìn)行不同鏈路之間的切換。

3 主要組成部分的設(shè)計(jì)

3.1 接收通道

接收通道負(fù)責(zé)接收L波段范圍內(nèi)的射頻信號(hào)，相對(duì)帶寬較寬。如果采用一次變頻的方案，寬帶的本振信號(hào)會(huì)泄露至射頻輸入端，同時(shí)較難實(shí)現(xiàn)大于55 dBc的鏡頻抑制。與一次變頻的方案相比較，二次變頻顯著的優(yōu)點(diǎn)在于一中頻可以選的更高，對(duì)改善本振泄露和鏡頻的抑制有很大的幫助。因此確定采用兩次變頻的超外差式接收機(jī)方案，如圖2所示。

3.1.1 噪聲系數(shù)仿真

根據(jù)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)噪聲系數(shù)（NF）計(jì)算公式[4]

式中：NF1為第1級(jí)放大器噪聲系數(shù)；NF2為第2級(jí)放大器噪聲系數(shù)；G1為第1級(jí)放大器增益；NF3為第3級(jí)放大器噪聲系數(shù)；G2為第2級(jí)放大器增益。公式（1）可以得出接收通道的噪聲系數(shù)主要取決于前級(jí)的低噪聲放大器，低噪聲放大器之前的無(wú)源電路其插入損耗應(yīng)盡可能小。

圖1 收發(fā)前端組成框圖Fig.1 Block diagram of transmitting and receiving front-end module

圖2 接收通道仿真電路Fig.2 Simulation circuit of receiving channel

采用ADS軟件對(duì)接收通道的噪聲系數(shù)仿真如圖3所示，從仿真結(jié)果可以看出通帶內(nèi)的噪聲系數(shù)小于5 dB，滿足指標(biāo)要求。

3.1.2 動(dòng)態(tài)范圍仿真

由于該系統(tǒng)為捷變頻系統(tǒng)，發(fā)射和接收通道的功率隨本振頻率的跳變存在瞬間建立的過(guò)程。為了減少相應(yīng)的功率起伏瞬態(tài)時(shí)延，因此采用限幅放大的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)接收通道高動(dòng)態(tài)范圍設(shè)計(jì)，如圖4所示。

圖3 接收通道的噪聲系數(shù)仿真Fig.3 Noise figure simulation of the receiving channel

圖4 接收通道的限幅放大仿真電路Fig.4 Limiter-amplifier simulation of the receiving channel

接收通道的限幅放大電路主要由放大器、限幅器、衰減器和濾波器組成。當(dāng)接收端接收到大功率信號(hào)時(shí)，限幅器將功率限制在10 dBm左右，同時(shí)由于器件非線性產(chǎn)生大量的諧波雜散，因此需要在限幅器后面增加衰減器和濾波器，改善級(jí)間匹配的同時(shí)抑制諧波雜散的功率。根據(jù)接收鏈路的增益分配要求，需要4級(jí)放大、限幅電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)80 dB的動(dòng)態(tài)范圍要求。

以射頻輸入信號(hào)功率為掃描變量，對(duì)接收通道的中頻輸出功率進(jìn)行仿真[3]，得到圖5所示的功率曲線。從圖5可以看出，當(dāng)輸入信號(hào)在-100～-20 dBm范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出信號(hào)被控制在-15～0 dBm之間，滿足系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍要求。

3.1.3 組合干擾仿真

接收通道中混頻器和放大器是最容易產(chǎn)生非線性失真的器件，當(dāng)射頻信號(hào)fRF和本振信號(hào)fLO通過(guò)這些器件時(shí)會(huì)產(chǎn)生|mfRF±nfLO|組合的非線性頻率分量。其中只有|fRF-fLO|頻率為有用中頻信號(hào)。同時(shí)，由于采用DDS實(shí)現(xiàn)的捷變頻本振部分需要提供寬帶跳頻信號(hào)，諧雜波分量較多，因此接收通道的中頻頻率和DDS的輸出信號(hào)頻率兩者必須合理規(guī)劃，才能最大程度減少諧雜波干擾信號(hào)的影響。

在本方案設(shè)計(jì)中，由于捷變頻本振以3 MHz的步進(jìn)在237 MHz范圍內(nèi)跳變，而二中頻信號(hào)固定不變，因此設(shè)計(jì)的重點(diǎn)在于第一級(jí)變頻中頻頻率的選擇。在設(shè)計(jì)過(guò)程中，要充分考慮DDS頻率合成產(chǎn)生的雜散，混頻產(chǎn)生的非線性頻率分量、濾波器的實(shí)現(xiàn)難易程度等，盡量避免諧雜波、交調(diào)分量等進(jìn)入到接收通道的濾波器的通帶。

通過(guò)ADS軟件對(duì)接收通道進(jìn)行諧波平衡分析，仿真得到一、二級(jí)混頻輸出的雜散特性，如圖6所示。從仿真結(jié)果可以看出，一、二級(jí)混頻輸出的信號(hào)雜散抑制達(dá)到70 dB以上，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

圖6 中頻輸出頻譜Fig.6 Output spectrum of IF port

3.2 發(fā)射通道

發(fā)射通道負(fù)責(zé)將70 MHz±2 MHz的窄帶中頻信號(hào)上變頻至L波段，同時(shí)將帶寬擴(kuò)展至約240 MHz，并放大經(jīng)過(guò)環(huán)行器送至收發(fā)共用天線，完成自中頻至射頻的發(fā)射功能。

3.2.1 發(fā)射通道的增益

發(fā)射通道與接收通道共用捷變頻本振，因此發(fā)射通道的與接收通道電路形式互易，如圖7所示。中頻輸入信號(hào)電平為-10～0 dBm，輸出功率為大于0 dBm，因此要求發(fā)射通道增益大于10 dB。由圖7電路仿真可以得到發(fā)射通道增益為12.4 dB，中頻輸入信號(hào)0 dBm時(shí)輸出信號(hào)為12.4 dBm。末級(jí)放大器的1 dB壓縮點(diǎn)P-1為17.8 dBm，輸出功率與1 dB壓縮點(diǎn)之間有5 dB左右的余量，可以保證發(fā)射通道的線性度要求。

3.2.2 發(fā)射通道的雜散特性分析

值得注意的是，作為寬帶跳頻系統(tǒng)，尤其在發(fā)射通道的射頻輸出端信號(hào)帶寬迅速變寬，本振的諧雜波、變頻的交調(diào)分量等雜波極易落入有用信號(hào)帶內(nèi)形成干擾。因此，需要在系統(tǒng)內(nèi)對(duì)發(fā)射通道的雜散特性進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，盡量抑制干擾信號(hào)幅度。

ADS軟件對(duì)發(fā)射通道進(jìn)行諧波平衡分析[5]，仿真得到射頻輸出的頻譜特性，如圖8所示。從仿真結(jié)果可以看出，射頻輸出信號(hào)雜散抑制達(dá)到80 dB以上，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

3.3 捷變頻本振

圖7 發(fā)射通道仿真電路Fig.7 Simulation circuit of transmitting channel

圖8 發(fā)射通道的射頻輸出頻譜Fig.8 RF output spectrum of transmitting channel

頻率捷變時(shí)間作為捷變本振的關(guān)鍵指標(biāo)，指標(biāo)要求時(shí)間小于6 μs。鎖相環(huán)（PLL）在頻率轉(zhuǎn)換時(shí)需要一定的捕獲時(shí)間，捕獲時(shí)間與環(huán)路的類型、參數(shù)和跳頻步長(zhǎng)等有關(guān)。通常跳頻步長(zhǎng)為10 MHz左右時(shí)，捕獲大概需要10～20 μs。當(dāng)步長(zhǎng)很大時(shí)，捕獲時(shí)間會(huì)達(dá)到毫秒級(jí)。直接數(shù)字式（DDS）頻率合成[6]的變頻時(shí)間主要受限于編程配置的時(shí)間，一般可以做到1 μs量級(jí)。綜合頻率捷變時(shí)間、相位噪聲、諧雜波抑制等性能，采用DDS+DAS（倍頻）方案實(shí)現(xiàn)捷變本振設(shè)計(jì)，原理框圖如圖9所示。

圖9 捷變頻本振原理框圖Fig.9 Principle diagram of frequency agility local oscillator

捷變頻本振主要由參考晶振、鎖相源、DDS、濾波器、放大器、倍頻器以及控制電路組成。PLL鎖相源為DDS提供1 GHz的參考信號(hào)，用于提高DDS的輸出頻率和帶寬；同時(shí)由于DDS采用外部PLL提供的高頻時(shí)鐘，避免使用內(nèi)部的時(shí)鐘倍頻電路，能夠有效減少時(shí)鐘諧波雜散。合理選擇DDS的輸出頻率，能夠使其本身輸出信號(hào)雜散最小。DDS的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)由放大器、倍頻器和帶通濾波器組成的倍頻鏈路之后，最終由單刀雙擲開(kāi)關(guān)完成收發(fā)本振的切換功能。在設(shè)計(jì)中合理選擇倍頻次數(shù)可以有效降低對(duì)濾波器的設(shè)計(jì)要求，從而更大程度減小輸出信號(hào)雜散，以達(dá)到滿足要求的頻率純度。

4 結(jié)束語(yǔ)

文中介紹了基于DDS的收發(fā)前端的設(shè)計(jì)方法，該方案既能充分發(fā)揮DDS跳頻速度快、輸出頻率分辨率高的優(yōu)點(diǎn)，還具有電路簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)，其仿真結(jié)果能夠滿足要求的技術(shù)指標(biāo)，目前該組件正處于調(diào)試階段，并且不斷考慮增加新的特性（發(fā)射功率、功耗最小化等），能夠?yàn)楦哳l段收發(fā)前端設(shè)計(jì)提供參考。

[1]梅文華，蔡善法.JTIDS/Link16數(shù)據(jù)鏈[M].北京：國(guó)防工業(yè)出版社，2007.

[2]胡明春，周志鵬，嚴(yán)偉.相控陣?yán)走_(dá)收發(fā)組件技術(shù)[M].北京.國(guó)防工業(yè)出版社，2010.

[3]陳艷華，李朝暉，夏瑋.ADS應(yīng)用詳解-----射頻電路設(shè)計(jì)與仿真[M].北京：人民郵電出版社，2008.

[4]弋穩(wěn).雷達(dá)接收機(jī)技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2005.

[5]徐興福.ADS 2008射頻電路設(shè)計(jì)與仿真實(shí)例[M].北京：電子工業(yè)出版社，2009.

[6]曾建軍.基于DDS和PLL的頻率合成器[D].成都：電子科技大學(xué)，2011.