基于DSP的三相逆變并網(wǎng)同步控制算法及實現(xiàn)

于 寧，何通能，王澤鍇

(浙江工業(yè)大學信息學院，浙江杭州310023)

0 引 言

能源是人類社會生存和進步的物質(zhì)基礎，是一個國家的核心戰(zhàn)略資源。隨著人類對能源需求的日益增加，能源危機已經(jīng)成為21世紀人類面臨的重大問題。太陽能是地球永恒的能源，取之不盡用之不竭［1］。人類所需要的能量都可以來自于直接或間接地利用太陽能，特別是以太陽能光伏發(fā)電為核心的新能源產(chǎn)業(yè)得到了快速發(fā)展。全球光伏發(fā)電裝機容量幾乎呈指數(shù)增加，其中大多數(shù)是光伏并網(wǎng)發(fā)電的形式，將光伏電池板的電能注入公共電網(wǎng)，以擴大整個電網(wǎng)的發(fā)電容量［2-4］。逆變器作為光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)的關(guān)鍵設備，近年來已經(jīng)成為一個十分熱門的研究課題。

實現(xiàn)電網(wǎng)的跟蹤控制是整個并網(wǎng)逆變器的關(guān)鍵，它影響著輸出電網(wǎng)的電能質(zhì)量和運行效率。本研究以TI公司的TMS-320F28335為控制芯片，以SVPWM為控制方法，整個逆變模塊外加少量的外圍電路可以實現(xiàn)功率為10 kW的光伏并網(wǎng)逆變器。電網(wǎng)同步控制采用過零檢測電路調(diào)整載波比的方法，與PLL鎖相環(huán)同樣可以起到相位調(diào)整的目的，而且控制簡單。

1 光伏并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)

目前，并網(wǎng)逆變器根據(jù)與電網(wǎng)的不同聯(lián)結(jié)方式可以分為串聯(lián)型、并聯(lián)型、串—并聯(lián)型和混合型。其中并聯(lián)型逆變器在技術(shù)上已經(jīng)比較成熟，是一種應用廣泛的有源濾波器拓撲結(jié)構(gòu)，為此本研究采用較為常用的電壓型三相并網(wǎng)逆變器［5］。

三相并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 光伏并網(wǎng)逆變拓撲結(jié)構(gòu)

直流側(cè)由電容C儲存能量，經(jīng)過三相可控逆變橋拓撲結(jié)構(gòu)，輸出電流經(jīng)過電感L濾波后，通過隔離變壓器與電網(wǎng)實現(xiàn)并網(wǎng)。隔離變壓器實現(xiàn)了系統(tǒng)和電網(wǎng)的電氣隔離，增強了系統(tǒng)的安全性和可靠性。逆變器正常工作時，要求單位功率因數(shù)，逆變器輸出電壓為與電網(wǎng)電壓同頻、同相的正弦波。

2 三相逆變器的控制

由圖1可知，逆變器交流側(cè)輸出電壓為交流量，直接對其進行PI控制會產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)誤差，無法做到無靜態(tài)跟蹤，難以控制。因此，本研究通過等量坐標變換，將三相對稱a、b、c靜止坐標轉(zhuǎn)換為動態(tài)旋轉(zhuǎn)的d、q坐標上。采用SVPWM技術(shù)控制逆變器輸出，這樣既提高了直流電壓利用率又提高了功率因數(shù)。

SVPWM的理論基礎是平均值等效原理。在某個時刻，電壓矢量旋轉(zhuǎn)到某個區(qū)域中，可由組成這個區(qū)域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時間上的不同組合得到。兩個矢量的作用時間在一個采樣周期內(nèi)分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時間，使電壓空間矢量接近按圓軌跡旋轉(zhuǎn)，通過選擇逆變器的不同開關(guān)模式，使電動機的實際磁鏈盡可能逼近理想磁鏈圓，從而產(chǎn)生 SVPWM 波［6］。

為了研究各相上下橋臂不同開關(guān)組合時逆變器輸出的空間電壓矢量，特定義開關(guān)函數(shù) Sx(x=a，b，c)為:

(Sa，Sb，Sc)的全部組合有 8 種，分別為:U0(000)、U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)、U7(111)。可以證明有效矢量的幅值均為2Udc/3。SVPWM就是通過這8個空間矢量實時控制給定輸出向量Uout的大小和方向，使其在該坐標平面內(nèi)以原點為圓心，按固定的角速度旋轉(zhuǎn)。開關(guān)量組合與對應的α-β平面向量如圖2所示。

圖2 開關(guān)量組合與對應的α-β平面向量

SVPWM是將電動機磁鏈的控制原理運用到三相電壓上，所以并不能對三相中的一相單獨進行控制。但是它可以通過坐標變換，將三相電壓的控制對象變?yōu)閮蓚€直流量，減小了輸出的靜態(tài)控制誤差。此外，本研究采用TMS320F28335DSP，它的EPWM使用軟件生成SVPWM信號更為簡潔方便。通常選用CMPA設置觸發(fā)時刻和觸發(fā)信號占空比，TBPRD設置開關(guān)頻率，CMPCTL設置計數(shù)模式［7］。研究者通過采用連續(xù)增減計數(shù)模式，產(chǎn)生對稱的PWM波以減少諧波。DBFED和DBRED用以設置死區(qū)時間，避免上、下兩個開關(guān)管導通。這樣可以更方便地配置死區(qū)時間，更好地滿足功率器件對驅(qū)動信號的不同要求。

采用SVPWM同樣也提高了直流電壓的利用率。SVPMW情況下，逆變器輸出電壓在不失真情況下的最大電壓幅值為，若采用三相SPWM調(diào)制，逆變器輸出的不失真最大電壓幅值為Udc/2。顯然SVPWM調(diào)制模式比SPWM調(diào)制模式直流利用率更高，計算公式如下:即，電壓利用率提高了15.47%。

3 三相逆變并網(wǎng)同步控制算法

為了避免并網(wǎng)過程中出現(xiàn)大環(huán)流，并網(wǎng)之前先要進行同步控制。一般國內(nèi)的標準市電是50 Hz，系統(tǒng)設計產(chǎn)生50 Hz的SVPWM波，實現(xiàn)同步控制需要捕獲市電的頻率和相位，然后調(diào)整相應的SVPWM的三角載波頻率，從而完成對市電的跟蹤。同步主要是通過對三相逆變電源相位的調(diào)整跟蹤電網(wǎng)的相位。

圖4 超前滯后電壓示意圖

相位差分為兩方面:一是相位超前;二是相位滯后。超前滯后電壓示意圖如圖4所示，采用CAP1作為上升沿捕獲。根據(jù)上述產(chǎn)生SVPWM的方法，設置開關(guān)頻率為3.6 kHz，即載波比N為120，則一個周期中載波和角度的關(guān)系如下:

式中:φ—轉(zhuǎn)過的角度，N—載波比。

假設N_k為轉(zhuǎn)過的三角載波數(shù)(0≤N_k≤120)。N_k每增加1，角度φ就增加3°。如果Δθ＞0，說明三相逆變電源相位超前電網(wǎng)，相反，則說明三相逆變電源相位滯后電網(wǎng)。相位超前時，可以將超前波形向電網(wǎng)輸出波形方向移動一個周期，即變?yōu)闇笳{(diào)整，這樣相位超前和相位滯后都按照相位滯后來調(diào)整。則其需要調(diào)整角度計算方式如下式:

式中:n_k—需要調(diào)整的三角載波數(shù)目，Δθ—三相逆變電源與電網(wǎng)角度差。

實際SVPWM計算需要的三角載波數(shù)表示為:

這樣就可以達到三相逆變電源與電網(wǎng)相位同步的效果。如果360°≥Δθ＞180°，則變換 Δθ為180°≥Δθ ＞0°。相位差控制圖如圖7所示，使相位差始終控制在0°～180°，便于按照上述控制方法控制相位。實際系統(tǒng)中相位調(diào)整在－1°～1°時，確認為相位調(diào)整結(jié)束。如果在－1°～1°范圍內(nèi)保持5 s以上，則說明相位可靠的調(diào)整結(jié)束。反之，則相位重新調(diào)整。實際應用中，電壓檢測部分、A/D采樣和濾波電路等都會使輸入電壓產(chǎn)生相位延遲，因此在做相位調(diào)整時進行相位補償，可以提高相位調(diào)整的精度。

圖7 相位差控制圖

4 過零檢測電路設計

在相位的同步調(diào)整中，需要由過零檢測電路檢測電網(wǎng)電壓的過零點。實際過零檢測電路如圖8所示。U8ATL072為電壓跟隨器，U8BTL072作為電壓比較器，當輸入大于0時，經(jīng)過光耦PC817最終輸出為高電平，反之輸出為低電平。過零檢測電路輸出的是幅值為3 V的方波，這樣便于DSP捕獲。捕獲器的作用是捕獲輸入引腳上電平的變化并記錄器變化發(fā)生的時間。一個F28335芯片有4個32位時間標簽捕捉寄存器(CAP1～CAP4)［8］。本研究采用 CAP1捕獲寄存器，用于捕獲電網(wǎng)的上升沿，以此確定電網(wǎng)的頻率，方便以電網(wǎng)相位為基準調(diào)整逆變電源的相位，實現(xiàn)電網(wǎng)與逆變電源的同步控制。

圖8 過零檢測電路

5 實驗結(jié)果

系統(tǒng)控制采用TMS320F28335DSP，它是TI公司最新推出的32位浮點DSP控制器，使得用戶不僅可以使用高級語言實現(xiàn)系統(tǒng)軟件控制，而且可以用C/C++語言實現(xiàn)復雜的數(shù)學算法［9］，可顯著提高控制系統(tǒng)的控制精度和控制算法速度，是目前最先進的控制器之一。它具有150 MHz的高速處理能力，可以在非常小的延時下處理多個同步事件，同時它具有18路PWM輸出，16通道的12位A/D轉(zhuǎn)換器。與TMS320F2812相比，TMS320F28335增加了單精度浮點運算單元(FPU)，高精度PWM以及DMA功能，F(xiàn)lash增加了一倍，可將ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果直接存入DSP任意寄存空間，增加了1個CAN通訊模塊、1個SCI接口和1個SPI接口［10］。系統(tǒng)直流輸入電壓為500 V，逆變器件采用西門康 IGBT，逆變后交流輸出為380 V，頻率為50 Hz，電網(wǎng)輸入幅值為380 V，頻率為50 Hz。根據(jù)上述算法得出的仿真結(jié)果如圖9、圖10所示。其中實線代表電網(wǎng)A相電壓，虛線代表逆變電源A相電壓。實際系統(tǒng)結(jié)果如圖11、圖12所示。其中實線代表電網(wǎng)，虛線代表逆變電源。根據(jù)圖形顯示，同步后相位差控制在287.5 m°。由圖分析可證明該方案切實可行。

圖9 仿真同步調(diào)整前相位狀態(tài)

圖10 仿真同步調(diào)整后相位狀態(tài)

圖11 系統(tǒng)相位調(diào)整之前

圖12 系統(tǒng)相位調(diào)整之后

6 結(jié)束語

本研究通過采用先進的控制器TMS320F28335實現(xiàn)系統(tǒng)的各項控制。在同步檢測和實現(xiàn)SVPWM方面較TMS320F2812控制器有很明顯的優(yōu)勢。同時三相逆變電源采用的SVPWM實現(xiàn)三相電壓輸出，提高了直流電壓利用率，減少諧波。三相逆變電源并網(wǎng)同步控制和實現(xiàn)，通過仿真和實驗驗證本研究所采用的相位同步調(diào)控方法有效可行，可以很好滿足并網(wǎng)要求。

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