一種基于正方環形諧振器的新型寬帶帶通濾波器

王路超 金 龍

(電子科技大學 成都 611731)

0 引言

隨著通信技術的日益發展，高性能、小尺寸、寬通帶的濾波器在現代無線通信系統中起著越來越重要的作用。微帶環形諧振器可以滿足這些要求，并廣泛的應用在帶通濾波器設計中［1］。雖然文獻［2～4］中這些環形濾波器都具有很大的帶寬，但是其阻帶帶寬都很小，這對抑制帶外干擾信號是非常不利的。將多個濾波器級聯可以增加濾波器阻帶的帶寬，但是這種方法會增大濾波器的尺寸。因此，在濾波器設計中，增大濾波器阻帶帶寬的同時減小其尺寸是一個難點。

本文以一種帶有兩個開路調節支節的正方環形諧振器［2］為基礎設計了一個結構緊湊、寬阻帶的寬帶帶通濾波器。在不改變諧振器奇偶模特性的條件下，對傳統的正方形諧振環濾波器的饋電點和開路支節的位置進行調整。這種調整有助于我們將濾波器進行小型化處理。另外，在輸入輸出端口通過兩個叉指耦合結構對濾波器進行饋電，叉指耦合結構能夠提高阻帶抑制度和阻帶寬度，因此，本文中設計的寬帶帶通濾波器具有緊湊性和寬阻帶的優點。

1 帶有開路支節的正方環形諧振器

環形諧振器主要有圓環形諧振器和正方環形諧振器。當環形諧振器的周長是波導波長的整數倍時，諧振器就處于諧振狀態［1］。帶有兩個λg/4開路調諧支節的正方環形諧振器如圖1所示，環的周長為λg，方形環的每個邊長為λg/4，λg為濾波器中心頻率的波導波長，方環微帶線的特性阻抗為Z1，其開路支節的特性阻抗為Z2;諧振器的輸入和輸出端口傳輸線的特性阻抗均為Z0。該諧振器是關于環的對角線對稱的，可以將其等效成傳輸線模型來對其進行奇偶模分析［5］，文獻［2］給出了其具體的分析過程。諧振器的中心頻率是由正方諧振器的邊長和開路調節支節的長度確定的，諧振器的通帶由Z1和Z2的比值確定，即諧振器的兩個傳輸零點由a=Zl/Z2確定。λg/4開路支節在環形諧振器傳輸零點處的電長度與特性阻抗比a=Zl/Z2的關系［6］:

圖1 帶有λg/4開路調諧支節的正方環形諧振器

本文將式(1)進一步推導，得到諧振器的兩個傳輸零點的計算公式:f1和f2是位于中心頻率兩側的兩個傳輸零點。因此，當濾波器的中心頻率選定后，可以通過改變a=Zl/Z2的值來調整傳輸零點f1和f2，進而改變諧振器的通帶帶寬。

2 濾波器設計與仿真

如圖1所示，帶有兩個λg/4開路調諧支節的正方環形諧振器的饋電端口和開路支節分別位于方形諧振環各邊的中點，諧振環關于正方形對角線對陣。兩個饋電點間距的電長度，兩個開路支節間距的電長度以及饋電點與開路支節間距的電長度均為λg/4。基于濾波器小型化的考慮，如圖2所示，本文將改變諧振器的饋電和開路支節的位置，即饋電點和開路支節分別位于方形諧振環的四個頂點，并將諧振環的四段傳輸線進行折疊，兩個開路支節也進行折疊。這種處理并不影響諧振環的奇偶模特性，諧振環的拓撲結構依然是對稱的，兩個饋電點間距的電長度，兩個開路支節間距的電長度以及饋電點與開路支節間距的電長度依然為λg/4。這種處理顯著的增加了諧振器的緊湊性。

圖2 本文所設計的寬帶帶通濾波器

目前，增加環形寬帶濾波器的阻帶寬度和抑制度的常用方法是:將多個諧振環濾波器級聯［7］起來，可以增大阻帶帶寬和提高阻帶抑制度，但是這種方法不利于濾波器的小型化。或是在濾波器輸入和輸出端口引入馬刺線［8］，通過在高頻段引入一個零點來提高阻帶抑制度，如果通過馬刺線來抑制低頻段阻帶，馬刺線的長度就會很大，也不利于濾波器的小型化。本文采用的提高阻帶抑制度的方法是在濾波器的輸入和輸出端引入叉指耦合結構［9］來抑制阻帶。如圖3示，這個叉指耦合結構的作用相當于一個帶通濾波器，使其通帶大于環形寬帶濾波器，并能在高頻段產生一個傳輸零點，通過調節這個叉指耦合結構的長度LC可以調節其對濾波器高頻段阻帶的抑制度。而且由于濾波器是耦合方式饋電，其在f=0 Hz也會產生一個傳輸零點，對濾波器的低頻段阻帶起到了抑制作用。

本文設計了一個中心頻率為4GHz，通帶為3.1 GHz～4.9GHz，相對帶寬為45%的帶通濾波器。根據式(2)、(3)計算出開路調節支節的特性阻抗與環形諧振器的特性阻抗的比值a=Zl/Z2，當相對帶寬為45%時，a=0.465。正方形諧振環的特性阻抗為50Ω，其每個邊長和開路調節支節的長度均為中心頻率對應波導波長的四分之一，即λg/4。所選取的介質基板的相對介電常數為9.6，厚度為0.8 mm。如圖2所示，寬帶帶通濾波器各部分的具體尺寸:

圖3 叉指耦合結構不同長度Lc時傳輸特性

通過電磁仿真軟件HFSS13對濾波器進行仿真計算，通過將介質表面敷銅的電導率設置為σ=5.8×107S/m，介質損耗角tanδ=0.003，就可以把濾波器的導體損耗和介質損耗一并考慮進去，獲得較為精確的計算結果。仿真計算得到的濾波器頻率響應曲線和群時延如圖4所示。仿真結果顯示，濾波器的通帶內插入損耗小于0.8dB，反射損耗均小于－12dB，群時延小于0.8ns，獲得了預期的效果。本文所設計的濾波器和圖1所示的傳統方環濾波器的S參數對比如圖4(a)所示，本文設計的濾波器在1～2.9GHz阻帶抑制度均大于12dB，5.3～7GHz阻帶抑制度均大于15dB。

圖4 本文設計濾波器的仿真結果

3 結論

本文在一種傳統的正方環形諧振器的基礎上設計了一種緊湊型、寬阻帶的微帶帶通濾波器，并對計算諧振器傳輸零點的公式做進一步推導，得到了關于諧振器傳輸零點的計算公式。基于正方環形諧振器的奇偶模特性，在不改變諧振器特性的條件下，將諧振器的饋電點和開路支節位置進行調整，以便將諧振器進行折疊，使其更加緊湊。通過叉指耦合結構的帶通及在高頻段產生傳輸零點的特性，將其引入到濾波器的輸入和輸出端口，改善了濾波器的阻帶性能。仿真結果驗證了預期的分析和計算的正確性。本文所設計的濾波器可應用于諸多無線通信系統中，具有廣泛的應用價值。

［1］K.Chang.Microwave Ring Circuits and Antennas［M］.NewYork:Wiley，1996.

［2］L.H.Hsieh and K.Chang.Compact，low insertionloss，sharp-rejection，and wide-band microstrip band pass filter［J］.IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，2003，51(4):1241－1246.

［3］J.C.Liu，C.Y Wu，M.H.Chiang and D.Soong.Improved dual-mode double-ring resonator with radial stub for UWB-filter design［J］.Microwave and Optical Technology Lett.，2005，44(3):219－221.

［4］L.H.Hsieb and K.Chmlg.Compact，low insertion-loss，sharp-rejection widely and bandpass filters using dual-mode ring resonators with tuning stubs［J］.Electronics Letters，2011，37(22):1345－1347.

［5］David M.Pozar.張肇儀，周樂柱，吳德明等譯.微波工程(第三版)［M］.北京:電子工業出版社，2006.

［6］蔡鵬.超寬帶帶通濾波器的設計理論及其小型化研究［D］.上海:上海大學，2006.

［7］A.Griol，J.Marti and L.Sempere.Microsfrip multistage coupled ring bandpass filters using filters for harmonic suppression［J］.Electronics Letters，2001，37(9):572－573.

［8］A.Griol，J.Maui and L.Sempere.Microstrip multistage coupled ring bandpass fitters using spur-line filters for harmonic suppression［J］.IEEE Microw.and wireless Compon.Lett.，2001，37(9):572－573.

［9］Sheng Sun，Lei Zhu and Huei-Hsien Tan.A compact wideband bandpass filter using transversal resonator and asymmetrical interdigital coupled Lines［J］.IEEE Microw.and wireless Compon.Lett.，2008，18(3):73－75.