斷續(xù)電流模態(tài)隔離型高壓開關(guān)電路

章治國(guó)， 周林， 楊明， 郭珂

（重慶大學(xué)輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044）

0 引言

高壓直流電源在很多領(lǐng)域都獲得了應(yīng)用［1-5］，特別是在一些如電子對(duì)抗、雷達(dá)和激光導(dǎo)航等一些特殊場(chǎng)合，高性能、小體積高壓電源往往成為系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部件。這類高壓電源常常需要較高的升壓比、較小的封裝尺寸、較寬的輸入電壓范圍和較輕的質(zhì)量以及有電氣隔離等要求。傳統(tǒng)高壓電源通常需要大變比升壓變壓器，這種大變比升壓變壓器漏感大、寄生電容效應(yīng)顯著，從而使得這類變壓器偏離理想變壓器的工作特性，其漏感和寄生電容會(huì)導(dǎo)致開關(guān)電路產(chǎn)生較大電壓、電流尖峰，增大電路損耗，降低變換效率和可靠性。因此，高升壓電路的變壓器設(shè)計(jì)一直高壓電源設(shè)計(jì)難點(diǎn)所在［6］。

現(xiàn)有產(chǎn)生高壓電源方法中，倍壓整流電路是一種經(jīng)典解決方案，它由Coccroft和Walton在1919年提出，其輸入源為正弦交流電，通過二極管整流和電容濾波，輸出為直流電壓，幅值為輸入正弦交流電壓峰值的偶數(shù)倍;當(dāng)然，這種電路亦可用于隔離型DC/DC變換器中來獲得更高電壓，以降低高壓變壓器電壓應(yīng)力等。但是這類電路在負(fù)載電流從空載到滿載變化時(shí)，輸出電壓會(huì)較大跌落并會(huì)產(chǎn)生較大紋波電壓。

另外一種產(chǎn)生高壓電源的常用方法是選用串聯(lián)諧振或并聯(lián)諧振變換器來構(gòu)建［7-9］，由于串聯(lián)諧振變換器在輕載時(shí)不可控［10-11］，因而應(yīng)用受到限制;并聯(lián)諧振變換器則很難適應(yīng)寬負(fù)載和寬輸入電壓范圍，且變壓器會(huì)有磁飽和問題［7，11］;串并聯(lián)諧振變換器既結(jié)合了串聯(lián)變換器和并聯(lián)變換器各自優(yōu)點(diǎn)，受到了廣泛的關(guān)注［11-14］，但是諧振變換器往往需要進(jìn)行變頻控制，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，常用于大功率輸出場(chǎng)合。

反激變換器由于其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸入輸出隔離等優(yōu)點(diǎn)［15］在小功率高壓電源應(yīng)用方面具有優(yōu)勢(shì);但是，是對(duì)于2 000 V以上高壓直流電源很少直接以反激變換器直接獲得［16］。這是因?yàn)椴捎梅醇ぷ儞Q器來直接輸出高壓，同樣面臨升壓變壓器變比大，繞組漏感以及寄生電容大等不利因數(shù)，變換器難以穩(wěn)定工作。

本文在倍壓整流電路的基礎(chǔ)上，提出一種新型的反激-倍壓整流組合拓?fù)洌軌蚴棺儔浩髟诜醇み^程中傳輸能量，繼承了倍壓整流電路和反激變換器特點(diǎn);特別是當(dāng)其工作在斷續(xù)導(dǎo)通模態(tài)時(shí)具有輸出電壓高和體積小等特點(diǎn)，非常適合用于需要高升壓比和小體積應(yīng)用場(chǎng)合。

1 反激－倍壓整流組合拓?fù)?/h2>

1.1 傳統(tǒng)倍壓整流電路

如圖1所示的為m-階倍壓整流器，此電路一般工作在輕負(fù)載條件下，在此條件下由電容Ci（i=1，2，…，2m+2）充/放電引起的輸出電壓紋波較小;當(dāng)負(fù)載電流較大時(shí)，輸出電壓紋波較大，且其輸出電壓Vo跌落得厲害［17］。假定圖1所示的輸入源為交流正弦電壓，其幅值為Um，頻率為fs，通過二極管倍壓整流來實(shí)現(xiàn)高壓直流輸出，其優(yōu)點(diǎn)在于可以用耐壓值較低的二極管和電容，產(chǎn)生較高的直流電壓。空載時(shí)其輸出電壓為

當(dāng)倍壓整流負(fù)載為R，其輸出電壓Vo會(huì)跌落以及輸出紋波大［16］，因此該電路一般在輕載工作，對(duì)負(fù)載變化沒有調(diào)節(jié)能力。

圖1 m－階倍壓整流電路Fig．1 Voltage-multiplying rectifier for m-order

1.2 反激－倍壓整流電路

圖1所示的傳統(tǒng)倍壓整流電路輸入源為交流，但在某些應(yīng)用場(chǎng)合往往只有直流電源，例如電池或太陽(yáng)能等供電方式，因此一個(gè)很自然的聯(lián)想就是能否把DC/DC基本拓?fù)潆娐非度氡秹赫麟娐分小１秹赫麟娐冯m然可以降低單個(gè)器件（或元件）的電壓應(yīng)力，但很難適應(yīng)負(fù)載變化;反激變換器雖然能夠通過調(diào)節(jié)占空比在寬輸入電壓和負(fù)載變化時(shí)保持電壓穩(wěn)定，但是當(dāng)其直接輸出高壓時(shí)開關(guān)器件電壓應(yīng)力較大。因此，將反激變換器與倍壓整流拓?fù)溥M(jìn)行組合，形成一種既具有反激特點(diǎn)又具有倍壓整流特點(diǎn)的電路將能滿足某些特殊場(chǎng)合的應(yīng)用要求。圖2所示即為這種組合拓?fù)?m-階反激-倍壓開關(guān)電路。

圖2 m－階反激－倍壓開關(guān)電路Fig．2 Forward-flyback voltage-multiplier converters with m-order

下面將對(duì)圖2所示m-階反激-倍壓開關(guān)電路的工作原理進(jìn)行闡述:其中Q為功率開關(guān)，變壓器Tr實(shí)際為開有氣隙的耦合電感;Lp和Ls分別為變壓器Tr原邊和副邊的電感量;C1，C2，…，C2m+2與 D1，D2，…，D2m+2構(gòu)成 m-階倍壓整流電路，該拓?fù)涔ぷ髟诠潭l率PWM調(diào)制方式下:當(dāng)Q導(dǎo)通時(shí)，變壓器 Tr通過 D1，D3，…，D2m+1對(duì) C1，C3，…，C2m+1進(jìn)行充電，這一階段與正激變換器能量傳輸過程相似;當(dāng)Q關(guān)斷后，由于變壓器Tr原邊勵(lì)磁而儲(chǔ)存能量通過 D2，D4，…，D2m+2對(duì) C2，C4，…，C2m+2進(jìn)行充電，這一階段與反激變換器能量傳輸過程相似;當(dāng)勵(lì)磁能量釋放完畢，由 C2，C4，…，C2m+2對(duì)負(fù)載R放電，直至下一周期開始。在一個(gè)開關(guān)周期（Ts）內(nèi)，該開關(guān)拓?fù)浼扔蓄愃朴谡ぷ儞Q器的傳輸過程，也有反激變換器的能量傳輸過程。當(dāng)該電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，正激過程結(jié)束，主要以反激形式傳遞能量（詳細(xì)情況見下節(jié)穩(wěn)態(tài)分析），而其輸出級(jí)為倍壓整流電路，故稱該電路為反激-倍壓開關(guān)電路。

盡管從電路拓?fù)鋪砜矗撟儞Q器與一般的工頻變壓器的倍壓整流電路的連接方式相類似，但兩者的工作方式和電路本質(zhì)卻不同:

1）功率開關(guān)Q的引入，給電路提供了一個(gè)可控的自由度，使得在輸入電壓和負(fù)載電流變化情況能夠通過調(diào)節(jié)占空比來使得輸出電壓為恒定值;

2）變壓器Tr不同于普通的工頻變壓器，它工作在高頻開關(guān)狀態(tài);磁芯開有氣隙，在Q導(dǎo)通時(shí)既向次級(jí)傳遞能量同時(shí)也儲(chǔ)存能量;

3）次級(jí)倍壓整流電路工作原理不同于工頻倍壓整流電路，在Q導(dǎo)通時(shí)，變壓器Tr原邊繞組勵(lì)磁電流線性增大，變壓器Tr儲(chǔ)存能量;在Q關(guān)斷后，變壓器Tr勵(lì)磁能量從副邊流出，并對(duì)圖2所示的偶數(shù)電容C2i（i=1，2，…，2m+1）充電，其電壓值取決于勵(lì)磁能量和負(fù)載大小，詳情見后節(jié)的穩(wěn)態(tài)分析。

2 穩(wěn)態(tài)分析

圖3所示為工作在DCM模態(tài)的m-階反激-倍壓整流開關(guān)電路（如圖2所示）的主要工作波形。vDS為開關(guān)管的漏極波形，iLp為變壓器Tr原邊電流波形，iLs為副邊電流波形。

為簡(jiǎn)化分析，假定C1=C2=…C2m+2，且其電容值足夠大，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，電容兩端電壓為恒壓源。該變換器在一個(gè)開關(guān)周期（Ts）有3個(gè)工作模態(tài)，如圖4所示，描述如下:

圖3 DCM模態(tài)m－階反激－倍壓開關(guān)電路主要波形Fig．3 Waveforms of flyback＆voltage-multiplier switching circuit operating in DCM

圖4 各模態(tài)等效電路Fig．4 Equivalent circuit of each operation stages

1）模態(tài)Ⅰ（t0≤t＜t1時(shí)段），正激充電過程:Q導(dǎo)通，Tr初級(jí)勵(lì)磁電感電流線性增加，D1、D3、…、D2i+1導(dǎo)通，對(duì) C1、C3、…、C2m+1進(jìn)行充電，此時(shí)，D2、D4、…、D2m+2處于反向偏置狀態(tài)，C2、C4、…、C2m對(duì)負(fù)載電阻R放電，如圖4（a）所示。設(shè)t1-t0=d1Ts，變壓器Tr初級(jí)勵(lì)磁電感兩端電壓VLp，電容C1、C2、…、C2m+2兩端電壓為

為了便于分析，將 C2、C4、…、C2m+2看作一整體來分析，即假定一個(gè)廣義虛擬電容C來等效C2、C4、…、C2m+2，如圖4虛線部分所示。

不妨假定其充電電流為iC，則在此時(shí)段其充、放電電流為（假定充電電流為正，放電電流為負(fù)）

由式（2）可知，當(dāng)電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，在t0≤t＜t1時(shí)段，流過二極管 D1、D3、…、D2m+1的電流基本為零，即

2）模態(tài)Ⅱ（t1≤t＜t2時(shí)段），反激放電過程:Q關(guān)斷，變壓器Tr副邊繞組中電流通過 D2、D4、…、D2m分別對(duì) C2、C4、…、C2m進(jìn)行充電，同時(shí) C2、C4、…、C2m對(duì)負(fù)載電阻 R 放電，D1、D3、…、D2m+1處于反向偏置狀態(tài)，如圖4（b）所示。設(shè)t2-t1=d2TS，變壓器Tr原邊、副邊兩端電壓為

3）模態(tài)Ⅲ（t2≤t＜T時(shí)段），輸出濾波電容處于放電過程:T次級(jí)繞組中電流為零，D1、D2、…、D2m+2均處于反向偏置狀態(tài);C2、…、C2m+2給負(fù)載R提供電流，如圖4（c）所示。設(shè)T-t2=d3Ts，變壓器Tr初級(jí)勵(lì)磁電感兩端電壓為

式中:Lp為變壓器原邊電感量，R為負(fù)載電阻值，Ts為變換器的開關(guān)周期，這3個(gè)物理量構(gòu)成的K代表該電路特征值。

不妨假設(shè)當(dāng)輸出電壓高輸出電流較小時(shí)，負(fù)載電阻R很大，則

由式（16）可以推導(dǎo)出

由式（20）可以看出，該拓?fù)銿O/VI的比值由兩部分組成:前一項(xiàng)表明它具有倍壓整流電路的升壓特性;后一項(xiàng)表明該拓?fù)渚哂蓄愃朴诠ぷ髟贒CM模態(tài)的反激變換器相似特性。當(dāng)輸出功率較小時(shí)，該拓?fù)淠軌蛞暂^小變壓器匝比或匝數(shù)實(shí)現(xiàn)較高電壓輸出，變壓器匝數(shù)減少，不僅能夠降低變壓器制造成本，而且可以減小變壓器漏感值和寄生電容值，有利于變換器穩(wěn)定工作;此外較少的變壓器匝數(shù)，也有利于減小變壓器體積和重量，降低產(chǎn)品成本。

該電路工作在DCM模態(tài)就必須滿足條件

把式（17）代入式（21），可得

式中:VI為輸入電壓，Vo為輸出電壓，n為變壓器的次級(jí)匝數(shù)與初級(jí)匝數(shù)之比，以上式子表明當(dāng)d1=dcrit時(shí)變換器處于臨界導(dǎo)通狀態(tài);要使該電路工作在DCM，電路特征值必須滿足式（22）條件。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為驗(yàn)證上述分析的正確性，本文擬以2-階反激倍壓拓?fù)錇槔M(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，其實(shí)驗(yàn)樣機(jī)主電路拓?fù)淙鐖D5所示。設(shè)計(jì)目標(biāo):輸入電壓15 V±0．5 V，輸出電壓3 500 V±100 V，輸出電流為2 mA。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的閉環(huán)控制，試驗(yàn)樣機(jī)采用電壓/電流雙環(huán)控制策略，控制器采用TI公司的UCC2843，變壓器磁性采用TDK公司PC40P18/11，原、副邊繞組匝數(shù)比為9:99，變壓器原邊繞組電感量為20 μH，開關(guān)管 Q 為 SPI11N60C3，電容值為 0．047μF，耐壓2 000 V，開關(guān)頻率fs=40 kHz。實(shí)際搭建的原理樣機(jī)如圖6所示。

圖5 2－階正－反激倍壓變換器Fig．5 Two-order forward-flyback voltagemultiplier converters

圖6 2－階正－反激倍壓變換器原理樣機(jī)Fig．6 Prototype of two-order forward-flyback voltage-multiplier converters

圖7顯示的是功率開關(guān)管Q柵極驅(qū)電壓Qg驅(qū)動(dòng)波形和變壓器的原邊電流iLp波形，從電流iLp波形可以看出其處于電流不連續(xù)模態(tài)，因此說明變換器工作在DCM模態(tài);從圖7中可以看出當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷后還有負(fù)向電流流動(dòng)，這是因?yàn)镼關(guān)斷后，變壓器Tr次級(jí)繞組通過D2和D4對(duì)C2和C4充電，同時(shí)次級(jí)繞組兩端電壓被鉗位為:Vo/2-nVg，此電壓反射到初級(jí)繞組電壓（Vo/2n-Vg）使得變壓器Tr漏感和開關(guān)管Q漏-源極電容進(jìn)行諧振，由于其能量較小，可忽略其影響。

圖8（a）分別給出的是負(fù)載電流Io=2 mA時(shí)的輸入電壓Vin與輸出電壓Vo的波形，從圖8（a）中可以看出輸入電壓為15．2 V，輸出電壓為3．47 kV，輸出電壓與輸入電壓比高達(dá)為233:1，從而驗(yàn)證本文前面所述該變換器具有較強(qiáng)升壓特性。圖8（b）則是對(duì)輸出電壓Vo的局部放大波形，從圖中可以看出輸出電壓紋波為峰-峰值9．6 V。

圖9（a）、（b）、（c）、（d）分別給出的是電容 C1、C2、C3、C4兩端電壓的啟動(dòng)到穩(wěn)態(tài)的波形，從圖中可以看出，C1兩端穩(wěn)態(tài)電壓VC1值約為210 V，理論計(jì)算VC1值為165 V，與實(shí)驗(yàn)結(jié)果有一定偏差，這主要是理論分析時(shí)沒有考慮變壓器漏感能量影響而導(dǎo)致的差異。C2、C3、C4兩端穩(wěn)態(tài)電壓 VC2、VC3、VC4理論值由式（15）可知為輸出電壓Vo的1/2，即均為1．735 kV，而實(shí)際測(cè)量值為1．737 kV;理論分析值與實(shí)際測(cè)量值相吻合。

4 結(jié)語(yǔ)

本文所提出的低壓輸入高壓輸出開關(guān)拓?fù)淅^承了倍壓整流電路和反激變換器的優(yōu)點(diǎn)。通過理論分析推導(dǎo)出該拓?fù)涔ぷ髟贒CM模態(tài)的條件;工作在該模態(tài)的變換器具有以下優(yōu)點(diǎn):1）變壓器輸出輸入匝數(shù)比小，變壓器漏感和寄生電容小;2）輸出電壓高，變壓器體積小;3）開關(guān)管和輸出整流管電壓應(yīng)力低;4）輸入電壓和負(fù)載調(diào)整范圍寬;5）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該電路的工作特性及優(yōu)點(diǎn)，結(jié)果表明，本文所提出的變換器非常適合寬輸入電壓范圍、輸出電壓高的小功率的DC/DC電源中。

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（編輯:張?jiān)婇w）