三相級聯多電平并聯有源電力濾波器

徐 寧，徐和義，黃海宏

（合肥工業大學電氣與自動化工程學院，合肥230009）

近年來，隨著我國工業化進程的加快，非線性負載和沖擊性負載大量應用，諧波和無功對電網的污染日益嚴重。為了提高電網電能質量，使用了各種抑制諧波和無功的方法。有源電力濾波器因其高性能諧波和無功的抑制能力成為研究的熱點。

高壓大容量有源電力濾波器對功率開關器件性能提出了更高要求。由于大功率器件開關頻率低，需要采用多電平技術來提高系統的等效開關頻率[1，2]。多電平逆變器主要有3 種拓撲結構：二極管嵌位式、電容嵌位式以及H 橋級聯式。二極管嵌位式與電容嵌位式通過功率開關器件串、并聯方式來提高有源電力濾波器容量，但存在著動態均壓困難的問題；H 橋級聯多電平逆變器不存在直流側電容均壓問題，級聯的電平數可較多，適合更高電壓，諧波含量更少，對于相同電平數，級聯型所需器件數目最少。另外，因每級具備相同拓撲結構，更易于擴展與控制，因此H 橋級聯是低壓器件用于高壓場合的有效方式。

本文采用H 橋級聯與多電平技術相結合，并通過數字信號處理器DSP（digital signal processor）與復雜可編程邏輯器件CPLD （complex programmable logic device）配合，完成倍頻載波移相功能。對整個系統采用了電流內環PI 控制，并通過仿真與實驗驗證了其可行性與有效性。

1 三相級聯多電平并聯有源功率濾波器系統結構及基本原理

三相級聯多電平并聯有源功率濾波器系統結構[3～5]如圖1 所示，有源功率濾波器通過指令電流運算電路檢測出負載電流iL中所含諧波與基波無功電流，然后通過補償電流發生電路向電網注入與檢測電流大小相等而相位相差180°的補償電流iC，使電網電流iS正弦化且與電網電壓同相位。

圖1 三相級聯多電平并聯有源功率濾波器系統結構Fig.1 System construction of three-phase cascaded multi-level shunt active power filter

有源功率濾波器實驗樣機中主電路每相都采用3 個H 橋級聯得到高壓輸出，每個H 橋相互獨立且均采用了相同的低壓直流電壓源供電。因此，該拓撲模塊化程度高，易于擴展和控制，同時低壓功率開關器件的電壓應力小，可靠性也得到了保障。

當N 個H 全橋逆變器級聯時，令相電壓的電平數為NP，則

本設計中N=3，相電壓電平數NP=7。

1.1 倍頻載波移相調制技術

本系統采用雙極性三角載波PWM 控制方法，三相都采用了相同的載波移相策略。每相由N 個H 橋級聯而成，且N 個H 橋共用同一個調制波信號。級聯的H 橋之間，載波信號依次滯后π/N 相角，同一H 橋左右橋臂相位相差為π。因此同一相中相鄰H 橋載波相位依次滯后60°。當采用正弦波作為調制波時，一個H 橋的輸出電壓[6]為

式中：E 為直流側電壓；M 為調制度；ωc為載波角頻率；ωs為調制波角頻率，F 為載波比，F = ωc/ωs；Jn（x）為n 次的貝塞爾函數。則每相輸出電壓為

輸出電壓u0不包含NF±1 次以下的諧波。當開關頻率fs=7 500 Hz，載波比F=150 時，可消除450±1 次以下的諧波。

1.2 諧波和無功電流檢測方法

諧波電流檢測方法[7]有FFT 電流分解法、帶通或帶阻濾波器檢測法和基于瞬時無功理論的d-q法、iP-iQ法等。本文采用iP-iQ諧波電流檢測法，其原理如圖2 所示。

圖2 iP-iQ 諧波及無功電流檢測原理Fig.2 Detection principle of iP-iQ harmonic and reactive current

圖中，Ua、ia、ib、ic分別為A 相相電壓和電網各相電流瞬時值；iaf、ibf、icf分別為各相電流的基波有功；iah、ibh、ich分別為各相電流的諧波；iP、iQ分別為電路瞬時有功電流和瞬時無功電流，則

其中：

當需要檢測諧波和無功電流之和時，斷開圖中iQ的通道；需要檢測無功電流時，對iQ進行反變換。

1.3 補償電流控制策略

三相級聯多電平并聯有源功率濾波器采用電流閉環控制，結構和算法比較簡單，系統穩定性與可靠性較好?？紤]到電流環信號采樣延遲和PWM控制的小慣性特性，電流環結構如圖3 所示[8]。

圖3 電流環結構Fig.3 Structure of current loop

圖中，Ts為PWM 開關周期；KPWM為級聯逆變器PWM 等效增益；L 和R 分別為并網電抗器的等效電抗與電阻；iref為給定電流參考值，為每相檢測的諧波與基波無功電流之和；i 為逆變器實際電流輸出值。令Kip=KiI/τis，使PI 調節器為零極點形式，不考慮電網電壓Ua的擾動，并將Ts、Ts/2 合并，可得到簡化電流環結構，如圖4 所示。

圖4 無Ua 擾動時的簡化電流環結構Fig.4 Simplified structure of current loop without Ua disturbance

按典型I 型系統設計電流調節器，令τi=L/R，使PI 調節器零點和電流控制對象傳遞函數的極點相抵消。調整后的電流環開環傳遞函數為

取系統阻尼比ξ=0.707，PI 調節器的參數為

由以上分析可知，并網電抗器電感值對有源功率濾波器補償性能有較大影響。在交流電網和直流側電壓一定的前提下，并網電抗器電感越大，逆變器輸出電流的變化率、紋波就越小，電流跟蹤能力越差。相反，電感越小，電流變化率越大，電流跟蹤能力就越強，輸出電流紋波也越大，但電流變化率過大容易引起振蕩，會造成系統不穩定。實際應用中，一般在保證補償性能的同時，盡量選擇較小電感值。并網電感應滿足

式中：Udc為逆變器直流側電壓；Up為電網相電壓峰值，Udc＞2Up；Δimax為諧波電流允許的最大脈動量；ω 為逆變器輸出電流的角頻率。

2 仿真與實驗結果分析

本文采用Matlab/Simulink 軟件進行仿真，設仿真參數為：三相對稱電壓源；線電壓為工頻10 kV；諧波源為三相不可控整流橋，帶電感L 與電阻R 串聯負載，其中L=1 mH、R=30 Ω；H 全橋逆變器直流側電壓為4 kV；開關頻率為7.5 kHz；并網電感為0.35 mH；PI 調節器參數為KP=0.001，KI=0.001。仿真結果如圖5～圖7 所示。

圖5 補償前電網A 相電流波形及頻譜分析Fig.5 Waveform and spectrum analysis of phase A current before compensation

圖6 A 相參考電流和實際電流Fig.6 Reference current and actual current of phase A

圖7 補償后A 相電流波形及頻譜分析Fig.7 Waveform and spectrum analysis of phase A current after compensation

由圖5～圖7 可知，補償前電網A 相電流波形的畸變率THD=30.73%，補償后，THD=3.5%，電流諧波集中在45 kHz 附近，等效開關頻率提高了2N=2×3=6倍。

在理論仿真的基礎上，搭建了三相級聯多電平有源功率濾波器的實驗平臺。參數如下：電網線電壓為工頻380 V；H 全橋逆變器直流側電壓為180 V；并網電感為2 mH；PI 調節器參數為KP=0.03，KI=0.006；其余參數同仿真模型。得到的實驗波形如圖8～圖11 所示。

圖8 補償前電網A 相電壓與電流波形Fig.8 Waveform of Grid phase A voltage and current before compensation

圖9 A 相畸變電流與APF 輸出電流Fig.9 Phase A distorted current and APF output current

圖10 補償后電網A 相電壓與電流波形Fig.10 Grid phase A voltage and current waveforms after compensation

圖11 負載突變后電網A 相電壓與電流波形Fig.11 Grid phase A voltage and current waveforms when load changes

由圖10 可見，穩態工作中補償后的A 相電壓和電流相位相同，功率因數趨于1，證明了該系統具有良好的靜態性能。由圖11 可見，負載由14 A向7 A 跳變時系統的電流跟蹤能力很強，且無電流沖擊，證明了該系統有著良好的動態性能。

3 結語

通過對仿真與實驗波形的分析，有源功率濾波器通過級聯來提升電壓和功率等級是可行的。同時，還具備了能夠在低開關頻率下實現低諧波含量的電壓電流輸出，降低了開關損耗，獲得了良好的動靜態特性。因此，多電平級聯技術已經成為提升有源功率濾波器性能的重要途徑之一，有著廣闊的發展空間。

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