開關磁阻電動機實驗平臺的開發與研究*

俞梟辰，王家軍

(杭州電子科技大學自動化學院，浙江杭州310018)

0 引言

開關磁阻電動機調速系統(SRD)是繼傳統交、直流調速系統之后逐步發展起來的新一代調速系統，如今在許多電動機驅動領域都得到了廣泛的應用。與交流和直流電動機相比，開關磁阻電動機(SRM)的結構更簡單、成本更低廉、控制更靈活，因此引起了國內外專家與學者的廣泛關注［1-3］。然而特殊的雙凸極結構和開關式的供電方式使得SRM的磁鏈、電流等高度非線性化，轉矩脈動問題也尤為嚴重，這不僅增加了控制難度，還制約了其應用場合。因此，開展開關磁阻電動機的研究工作對于在現實中推廣其應用具有非常重要的意義。

本研究將以數字信號處理器TMS320F2812作為控制核心，采用電壓斬波控制方法，設計四相8/6極開關磁阻電動機實驗平臺，實現開關磁阻電動機的速度閉環控制，并給出部分實驗結果。

1 開關磁阻電動機簡介

1.1 開關磁阻電動機的結構與運行原理

開關磁阻電動機的結構與運行原理都與傳統的交直流電動機有著很大的區別。SRM的定、轉子均為凸極結構，即雙凸極結構，并且繞組僅安裝在定子極上，不存在轉子繞組，以四相8/6極SRM為例，其結構如圖1所示。

圖1 四相8/6極SRM典型原理圖(只畫出一相)

在運行原理方面，傳統交直流電動機通過載流導體在磁場中受到電磁力的牽引而旋轉，而開關磁阻電動機則遵循“磁阻最小原理”，即磁通永遠沿著磁阻最小的路徑閉合，通過磁力線扭曲產生的磁阻性質的電磁轉矩使電機轉動［4-5］，所以，對四相8/6極SRM而言，若以AB-C-D-A的順序依次對各相通電，則轉子會以順時針方向旋轉;反之，如果以A-D-C-B-A的順序依次對各相通電，那么轉子就會以逆時針方向旋轉。

由此可見，相較于其他電動機，SRM的功率變換電路更為簡單，但控制SRM時通常需要用到位置反饋信號。因此，完整的開關磁阻電動機調速系統一般由電源、開關磁阻電動機、控制器、功率變換器、位置檢測和電流檢測等部分組成。

1.2 開關磁阻電動機的控制方式

雙管斬波方式在續流時將上、下兩個開關器件同時關斷，繞組承受負電壓，如圖2(b)所示。由圖2可見，單管斬波方式下繞組電流波動更小，系統運行效率也更高，因此本研究選用單管斬波方式。

圖2 電壓斬波控制方式下繞組電壓與電流波形

2 實驗平臺的硬件設計

本研究所設計的四相8/6極開關磁阻電動機實驗平臺的硬件系統如圖3所示。系統包括功率驅動電路、控制電路、上位機、開關磁阻電動機、光電編碼器、隔離變壓器與調壓器等部分。其中，控制電路以32位定點數字信號處理器(DSP)TMS320F2812為核心，負責實現控制策略，協調和指揮整個系統的工作;為降低調試難度，提高系統的可靠性，功率驅動電路采用分塊設計，包括整流電路、功率變換主電路、光隔與觸發電路、電流檢測電路等4個部分，主要實現功率變換以及各類檢測功能。

圖3 硬件系統整體結構

硬件系統的設計思路為:先用隔離變壓器與調壓器對交流電源調壓，然后通過整流電路轉換為直流電供給功率變換主電路中的直流母線。DSP輸出PWM信號，經過隔離后觸發功率變換主電路中的開關器件，進而驅動SRM。電動機的位置信號由光電編碼器檢測得到，其中正交信號A和B從正交編碼電路QEP輸入DSP，用于計算SRM的位置與轉速信息，Z信號經捕獲單元CAP輸入，用于檢測電動機的零位置。電流檢測電路負責檢測各相的繞組電流，檢測信號經過A/D轉換后反饋給DSP，DSP的SCI模塊通過RS232串行接口與上位機相連，實現對系統的實時狀態監測與指令下達等功能。

2.1 整流電路

整流電路包括整流、濾波、穩壓等環節，能將輸入的工頻交流電轉換為平滑、穩定，不受負載變化的影響的直流電。

本研究所設計的整流電路如圖4所示，在交流輸入端接入了電磁干擾濾波器，由C1、C2、R1、LT組成，它能有效抑制進線端的電磁干擾，其中R1為放電電阻，能夠解決電源斷開后因C1放電而導致L、N兩端長時間帶電的問題，LT為共模電感;BR為整流橋，比分立的整流二極管擁有更強的散熱能力;C3為濾波電容，選用可靠性好、損耗小的聚丙烯電容;C4、C5為大容量電解電容，起穩壓與能量回收的作用;發光二級管D3作為電源指示燈，電阻R2為其限流。

圖4 整流電路原理圖

2.2 功率變換主電路

功率變換主電路是整個功率驅動電路中最為重要的環節，它首先要起到開關作用，并且在開關模式下向電動機提供運行所需要的能量，同時還需要為繞組提供能量回饋路徑。

當前適用SRM的功率變換電路有很多［8-9］，本研究選擇結構最簡單、可靠性最高的不對稱半橋回路，以分立元器件的形式設計功率變換主電路，以A相為例，功率變換主電路原理圖如圖5所示。主開關器件選擇IGBT單管SGH15N60RUFD，因為IGBT驅動簡單、耐壓高、更適用于大功率場合;續流二極管選擇超快速恢復二極管MUR1560，其恢復時間僅為幾十納秒，能滿足快速退磁的需求;圖中，HA、LA分別為A相上臂和下臂的柵極觸發端，從光耦與觸發電路接收觸發信號，EA為A相上臂的懸浮地;輸出端IA串聯電流檢測電路后連接A相正端，而AN直接與A相負端相連;R3～R5組成分壓采樣電路以測量母線電壓值，ADC0直接連接DSP的A/D接口，3 V穩壓二極管D4能有效保護DSP不被燒壞。

朱熹撰寫各體石刻文，尊重并且突出各體的體制特點。同為碑文，祀廟碑與神道碑風格不同。墓表、墓志銘、墓記、壙志等名不同，實也不同。從文體格式來看，碑志文末尾皆有一段銘文，與前面的散體敘述相互配合，抒發情感，提升主題。但銘文一般以四言韻文為主，容易給人以程式化的感覺。韓愈號稱一代文宗，又擅長碑志文寫作，他煞費苦心，對程式化的銘文進行改造，使之靈活多樣、變化多端。在這一點上，朱熹對韓愈亦步亦趨，其碑志銘文不拘一格，形式常新。如《朝奉劉公墓表》銘文是柏梁體的七言詩：

圖5 功率變換主電路原理圖(只畫出一相)

2.3 光隔與觸發電路

光隔與觸發電路分為光耦隔離和柵極觸發兩部分，由于功率變換電路選擇不對稱半橋回路，每一相的上下兩個橋臂需要分開控制，理論上驅動四相8/6極開關磁阻電動機時，光耦隔離和柵極觸發電路各需要8路。

單路光耦隔離電路的原理圖如圖6所示，核心器件是高速、高共模比光電耦合器HCPL4504，它能將主、副兩邊的強弱電信號完全隔離，大大提高了電路的可靠性與抗干擾能力。R6可為光耦內部的發光二極管限流，副邊的C7、C8分別為去耦合與去噪聲電容，R7為上拉電阻。

圖6 光耦隔離電路原理圖

柵極觸發電路的原理圖如圖7所示。該電路以柵極驅動集成芯片IR2110為核心，IR2110具有成本低、集成度高、驅動能力強、安全可靠等諸多優點，并且僅用一塊IR2110即可驅動同一相的兩個開關器件，使柵極觸發電路的數量減少了一半;同時，本研究采用外部自舉電路驅動，減少了觸發電路的電源數量，大大降低了電路的制作成本。電路中R8、R9為柵極驅動電阻，C9和D5為自舉電容和自舉二極管，結合圖5與圖7可知，以A相為例，AH、AL均為經過隔離后的PWM信號，當上臂關斷，下臂導通時，上臂懸浮地接GND，N點電位為0 V，M點通過D5與+15 V電源相連，自舉電容充電，兩端電壓為+15 V;而當上臂導通時，EA與Vdc相連，N點電位變為Vdc，但此時由于有C9的存在，M點電位變為Vdc+15 V，D5承受反壓而關斷，從而保護了+15 V電源，同時，短時間內自舉電容中儲存的電荷能在+15 V電源對上臂關斷的情況下保證上臂的繼續導通，使功率變換電路繼續安全、可靠地運行。

圖7 柵極觸發電路原理圖

2.4 電流檢測電路

本研究選用閉環霍爾傳感器CSM025A檢測開關磁阻電動機每一相的繞組電流，它使用±15 V電源，能在高度絕緣的條件下測量直流、交流、脈沖以及各種不規則波形的電流，并且提供了5種通過改變接線方式可調的匝數比［10］，以控制輸入電流和輸出電流之間的比值，精確度和可靠性都很高。

以A相為例，單相電流檢測電路的原理圖如圖8所示。此時的接線方式將設定匝數比為5∶1 000，額定輸入電流為5 A，額定輸出電流為25 mA。由于DSP的A/D模塊只針對電壓信號進行轉換，并且輸入范圍為0～3 V，超過3 V或者輸入負壓都將燒毀DSP，本研究首先將輸出的電流信號通過51 Ω精密電阻R10接地轉換為電壓信號AD1，然后以雙運算放大器LM358為核心設計電壓調理電路，將轉換得到的電壓信號AD1提升1.5 V(Vg)，確保電流檢測電路最終的輸出信號ADC1在0～3 V范圍內，然后再輸入DSP。

圖8 電流檢測電路原理圖(只畫出一相)

2.5 位置信號的檢測

位置檢測的目的是確定SRM定、轉子之間的相對位置關系，以此來控制各相繞組的通斷，所以開關磁阻電動機對位置檢測環節的要求很高。本研究選擇3 600線的增量式旋轉光電編碼器，在DSP正交編碼電路QEP的4倍頻作用下可以達到每轉14 400個脈沖，確保了位置檢測的精度。

光編的A、B兩路正交脈沖經QEP入DSP，通過計算即可得到當前轉速，然而僅憑這兩路脈沖信號只能獲得電動機相對于初始時刻轉過的角度，無法得到其絕對位置，所以必須設定參考零位置。SRM的零位置通常選擇某一相的最大電感位置或最小電感位置，由于轉子軸“D”形切口正對了一個轉子凸極，本研究以“轉子軸切口對準定子A相正端凸極”為零位置，此時A相電感達到最大值，而電動機在轉至零位置時光編恰好能輸出Z脈沖，利用捕獲單元CAP對其進行捕獲，綜合A、B信號即可獲得電動機任意時刻的絕對位置。

3 實驗平臺的軟件設計

本研究所設計的四相8/6極開關磁阻電動機實驗平臺的軟件系統由下位機DSP控制程序和上位機操作界面組成。其中，下位機控制程序包括主程序和中斷子程序兩部分，主程序由各類外設初始化子程序、轉子位置角計算子程序和換相子程序等部分組成;中斷子程序包括A/D轉換中斷、數據接收中斷、轉速控制中斷、零位置中斷等。上位機操作界面以LabVIEW為開發環境，實現串口通信、數據顯示、指令發送等功能。

3.1 主程序

在主程序中首先需要完成對系統的設定，以及對事件管理器、GPIO、SCI、A/D等外設的初始化，配置中斷入口，然后進入無限循環等待中斷，其流程如圖9所示。

圖9 主程序流程圖

在無限循環等待中斷的過程中，主程序還將完成啟動與換相的工作，具體流程圖如圖10所示。在找到零位置前，增量式光電編碼器無法檢測電動機的絕對位置，所以本研究首先使用調壓器將電源電壓控制在5 V左右并采用定時換相，每觸發一相調用一次延時函數，產生0.1 s左右的延時，然后再次判斷零位置是否找到，若仍未找到則觸發下一相，如此不斷地重復判斷、換相、延時3個步驟，讓開關磁阻電動機先以低速轉動起來。在SRM轉動經過零位置，捕獲單元首次捕捉到Z脈沖后，系統由定時換相轉為邏輯換相，即不斷讀取QEP的時鐘源的計數值(T2CNT)，通過計算得到當前轉子位置角θ，然后根據θ以及開關角進行換相，同時逐步升高電源電壓，使SRM正常運行。

圖10 無限循環流程圖

3.2 零位置中斷程序

光電編碼器輸出的Z脈沖由CAP3輸入DSP，所以零位置中斷由CAP3產生。零位置中斷的流程圖如圖11所示，其主要功能有兩個:首先是將T2計數值清零，避免計數值溢出同時減小誤差;其次是在首次產生零位置中斷時將啟動標志位置1，表示開機找“零”過程已完成，主程序開始進行邏輯換相。

圖11 零位置中斷流程圖

3.3 A/D轉換中斷程序

DSP 通過輸出PWM波控制各相繞組的通斷，所以繞組電流在很大程度上受到PWM波的影響，為了減小采樣時的電流波動，提高測量精度，本研究選擇在每個PWM波形的中心點進行A/D轉換。T1周期中斷剛好發生在PWM波形的中心，所以A/D轉換由T1周期中斷啟動，其流程如圖12所示，主要包括讀取結果、濾波、還原3個過程。

圖12 A/D轉換中斷流程圖

A/D轉換中斷程序首先要完成對轉換結果的讀取，讀取結果的實質是將結果寄存器中存放的轉換結果(數字量)讀取成相應引腳的輸入電壓(模擬量)。為測得精確的繞組電流，本研究在讀取結果后采用“中位值平均濾波法”對結果進行濾波，即對同一相的繞組電流連續采樣5次，去掉5個結果中的最大值與最小值，然后計算其余3個中位值的算數平均值，通過這種方法可有效消除脈沖干擾引起的采樣誤差。由于電流檢測電路中包含了電流電壓轉換以及電壓調理兩個環節，最后還必須將濾波后的轉換結果從A/D轉換的輸入電壓還原為所測的繞組電流，兩者的關系為:

式中:Ik—繞組電流，Vg—電壓調理電路中的偏置電壓值，RT—電流電壓轉換時所選用的精密電阻阻值。

本研究中Vg為1.5 V，RT為51 Ω。

3.4 轉速控制中斷程序

電動機的轉速特性可以直接反映出其性能的優劣，所以轉速控制至關重要。轉速控制中斷由頻率為1 kHz的定時器4周期中斷啟動，其流程圖如圖13所示。

圖13 轉速控制中斷流程圖

每次進入轉速控制中斷都將首先計算當前轉速，本研究采用頻率法，即利用相鄰兩個轉速控制中斷所讀取的T2計數值之差ΔN來計算光編A、B信號脈沖的頻率，從而換算得到電動機的轉速。由于本研究使用的光電編碼器在QEP電路4倍頻作用下將達到每轉14 400個脈沖，ΔN與電動機轉速n之間的關系為:

式中:TC—轉速控制中斷的周期，本研究中選為10-3s。

同時，電動機的正反轉狀態可以通過讀取T2狀態位T2STAT直接得到。完成5次測量后，本研究采用“算術平均濾波法”對轉速濾波以降低測量誤差，然后通過PID算法對轉速進行控制。PID控制器的傳遞函數為:

式中:U(s)，E(s)—控制器的輸入與輸出信號;kp，Ti，Td—比例系數、積分時間常數、微分時間常數。

然而在實際設計控制算法時通常采用離散PID，對式(3)作Z變換并離散化［11］即可得離散PID的表達式:

式中:Kp=kp;Ki=kpTs/Ti;Kd=kpTd/Ts;Ts—采樣周期。

對于轉速PID控制而言，其輸入量e為給定轉速與實際轉速之間的偏差量，又因為主開關器件工作于PWM模式，輸出量u用于控制PWM波的占空比，從而間接控制繞組電壓的平均值。本研究使用事件管理器的比較單元輸出8路對稱PWM波，所以PWM占空比由相應的定時器計數周期TxPR和比較單元比較值CMPRn決定，而TxPR一般在初始化事件管理器時對其賦值并且不再改動，所以本研究將PID控制的輸出量u直接賦值給CMPRn，并在賦值之后對比較值進行限幅，以此將PWM占空比限制在20%～80%之間。

3.5 數據接收中斷程序

除了查詢方式之外，SCI的發送和接收還可以通過中斷進行控制。當SCI采用查詢方式發送或接收數據時，往往需要不斷地查詢相應緩沖寄存器的就緒標志。考慮到系統并不需要頻繁接收給定數據，SCI模塊只需在每次調速過程中從上位機接收一次給定數據即可，這種情況下如果仍使用查詢方式接收數據，顯然會大大降低程序的運行效率，所以本研究采用查詢方式發送，中斷方式接收的組合，利用SCI接收中斷接收并更新給定轉速與PID參數，其流程圖如圖14所示。

圖14 數據接收中斷流程圖

3.6 上位機操作界面

LabVIEW的函數庫包括數據采集、串口控制、數據顯示等。本研究設計的上位機操作界面如圖15所示，主要包括數據顯示區、數據發送區以及串口控制區3個區域。數據顯示區提供了電動機轉速、轉子位置角、開關角的數值顯示，轉速波形顯示和PWM占空比的儀表顯示以及其上、下限的指示燈提示等;數據發送區由4個輸入控件與1個按鈕控件組成，負責通過串口向DSP發送給定轉速與PID參數;串口控制區主要實現I/O口指定，波特率、數據比特、停止位設置等功能。

圖15 上位機操作界面

4 實驗結果與分析

本研究首先在開環條件下對系統的軟硬件進行了測試和驗證，測試條件為:電源電壓10 V，PWM占空比60%，最終實驗結果如圖16所示。從圖16中可以看出，由于硬件部分采用了光電耦合器HCPL4504，單相上、下橋臂PWM信號與開關管驅動信號在邏輯上剛好相反，且隔離后的PWM信號通過驅動芯片IR2110能正確地觸發IGBT，得到穩定的相電壓。因此，開環實驗驗證了系統軟、硬件設計的正確性和有效性。

圖16 開環驗證實驗結果圖

其次，為研究開關角與繞組電流之間的關系，本研究采集的不同開關角下的相鄰兩相繞組的電流波形如圖17所示。實驗結果證明，改變開通角能使繞組電流波形的寬度、峰值等發生明顯的改變，適當減小開通角可使繞組電流有充足的上升時間，提高SRM產生的電磁轉矩，增加電動機出力，但是開通角也不能太小，過分減小開通角容易使繞組電流過大，噪聲和震動增加，影響電動機的穩定性。相比之下，關斷角控制只影響繞組電流波形寬度，不影響峰值，所以對繞組電流的作用較弱，通常只作為輔助控制方式，用于調節SRM的運行效率，因為適當增大關斷角能增加各相的供電時間，提高轉矩，但如果關斷過晚，該相就可能會產生負轉矩，大大降低電動機的效率。根據結果，本研究選擇開通角5°，關斷角25°作為最優開關角。

最后，本研究在最優開關角下進行了閉環調速實驗，初始條件為:給定轉速300 r/min，電源電壓15 V，PID參數為Kp=2，Ki=0.5，Kd=0.1。實驗過程為:0～5 s為啟動階段，在系統運行7 s和12 s時分別將給定轉速改變為500 r/min與400 r/min，15 s～20 s之間讓系統穩定運行，最后進行擾動實驗，在系統運行23 s左右時突然增加負載轉矩，4 s后撤除，再在33 s時突然降低電源電壓至7.5 V，4 s后恢復。不同階段的轉速波形如圖18所示，可見開機找“零”的過程只持續1 s左右，十分短暫，啟動后整個調速系統運行穩定，轉速響應具備快速性和準確性，并且系統抗干擾能力強，說明PID算法能根據轉速偏差，通過改變PWM波占空比來改變繞組電壓平均值，從而間接調節繞組電流的大小，實現對轉矩和轉速的有效控制。

圖17 不同開關角下的繞組電流波形

圖18 調速實驗結果圖

5 結束語

本研究首先分析了開關磁阻電動機的基本原理和控制方法，在此基礎上開發了四相8/6極開關磁阻電動機實驗平臺;詳細介紹了實驗平臺硬件系統的組成、特點、原理以及各元器件的功能和選型等;同時介紹了實驗平臺的軟件部分，給出了DSP控制程序中主程序和各中斷子程序的具體功能與流程;最后，基于所開發的開關磁阻電動機實驗平臺進行了多項實驗，通過開環實驗驗證了系統軟硬件設計的正確性，同時研究并分析了開關角與繞組電流之間的關系;通過閉環調速實驗證明了PID控制的有效性以及系統調速性能的優越性。

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