一種前饋型線性功放的自適應算法

張占勝

摘 要： 前饋型線性功放是現代功率放大器研究和設計中的一個重要部分。基于前饋型線性功放特征以及自適應技術，提出了一種全新的自適應算法。理論分析和計算機仿真結果表明：本文所提出的自適應算法不僅收斂速度快，同時還具有迭代穩定、可靠的特征。從實驗結果也可以看出，采用這種新型自適應算法的前饋型線性功率放大器，系統性能指標和現有功率放大器相比都得了大幅度提高。

關鍵詞： 前饋型線性功放； 自適應算法； 理論分析； 計算機仿真

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）09?0156?04

0 引 言

2G通信系統中，信號采用恒定包絡調制（GMSK）方式，功率放大器常常工作在效率較高的臨近飽和區，并且線性能夠滿足要求，而在3G和4G通信系統中，為了提高頻帶資源的利用率，采用了新的信號調制技術，如四相相移鍵控調制（QPSK）以及正交頻分復用調制（OFDM）等，此類信號具有較高的峰均比（PAR），如果功率放大器也工作在臨近飽和區，將會產生嚴重非線性失真，導致頻譜拓寬，造成相鄰頻帶干擾，并且帶內會引起信號失真，誤碼率增加。為了滿足線性要求，則功率放大器要從飽和區大幅度回退，使系統效率降低，造成通信網絡運營成本升高，穩定性降低。為此，線性改善技術已成為通信系統中功率放大器設計領域的一個研究熱點。

常見的功率放大器線性改善技術有功率回退技術、預失真技術和前饋技術。功率回退技術是較早的線性改善技術，它是通過輸出功率回退改善線性，由于成本高、效率低、性能差等特點，這種技術現在已經不采用。預失真技術是通過在功率放大器前級產生預失真信號實現系統鏈路前后級對消來改善線性，目前尤其以數字預失真技術最為廣泛，它是采用數字電路實現預失真信號的產生，通常在基帶部分實現線性改善，但由于受到模數轉換器件（ADC）、數模轉換器件（DAC）、數字信號處理器（DSP）速度和帶寬的限制，在處理寬帶、多模信號方面實現比較復雜。前饋技術是另外一種線性改善技術，該技術是通過兩個環路對消改善線性，由于其在處理寬帶、多模信號方面相對比較容易，目前得到廣泛應用，同時對其性能的持續優化也成為了一個重要課題。

本文從前饋型線性功放自身特征出發，采用一種新型的自適應算法，該算法不是采用固定迭代步長對環路中的增益和相位分別進行調整，而是通過自適應改變迭代步長的方法，對環路中的增益和相位交替進行調整，以較快的迭代速度收斂至最優值，使其達到系統目標工作狀態。采用這種新型自適應算法的前饋型線性功放，環路中的最優增益和相位值不論在任何環境溫度下都能夠精確、快速、穩定的得到，從而大幅度提高了功率放大器的系統性能指標和穩定性。

1 基本原理和分析

1.1 系統原理

前饋型線性功放原理如圖1所示。主要包括載波對消環路1和交調對消環路2。具體工作原理是：在載波對消環路1中，通過耦合器提取主功放輸出端含有交調分量和載波的失真信號，該失真信號與射頻輸入端耦合的載波信號進行對消，提取出交調分量；在交調對消環路2中，誤差功放把載波對消環路1中提取的交調分量放大至一定值，然后與經過主功放后的失真信號進行合成，對消失真信號中的交調分量，使功放交調降低，達到線性改善目的。從圖1及其原理可知，前饋型線性功放性能指標優劣與載波對消環路1和交調對消環路2中增益和相位調整的自適應算法密切相關。

圖1 前饋型線性功放原理框圖

1.2 自適應算法及分析

根據圖1原理，對消環路的增益和相位調整等效于兩路信號合成，對消程度可以看作是兩路信號幅度和相位合成的效果。不失一般性，為了簡化計算，假設其中一路信號為參考信號，幅度為[A，]如圖2所示。

圖2 兩路信號合路示意圖

由圖2可得：

[r2=（A+δA）2+A2-2A（A+δA）cosφ] （1）

式中：[r]表示兩路信號合成后幅度值；[δA]表示兩路信號幅度偏差值；[φ]表示兩路信號相位失配值。

由式（1）可得環路對消性能[R]值以dB為單位表示為：

[R=10log10ΔA10+1-2×10ΔA20cosφ] （2）

式中：[ΔA=20log（A+δA）A，]表示兩路信號幅度失配值，即為增益，單位為dB。

對于增益和相位失配值的關系，設定一個固定的對消量，可得到式（3）：

[ΔA=20logcosφ±cos2φ-1+10R10] （3）

由公式（1）～（3）可以得出，對任何固定的相位失配值，對消性能最優時所對應的增益值是一定的；同理，對任何固定的增益值，對消性能最優時所對應的相位失配值也是一定的。這個結論對自適應算法的研究具有積極的指導意義，具體到自適應尋找對消性能最優值的方法分為兩種：增益調整和相位調整分開進行，首先固定相位或者增益值，然后相應調整另一個參數，直到當前對消性能最優，接著調整另一個參數直到最終對消性能最優；增益和相位聯合調整，交替進行，直到對消后交調值小于某個確定值，即認為達到對消性能最優。

本文提出的自適應算法其核心思想是采用增益和相位交替調整策略，在每次相位或增益調整時，會根據當前相位或增益值，分別增加一個固定步長和減少一個固定步長，然后檢測三種狀態下對消量大小，根據三種狀態下對消量之間大小關系，確定具體下一步調整方向。在具體算法實現時，每次增益和相位往上或往下調整后，通過檢測反饋功率值來判斷三種狀態下對消量之間大小關系，當調整后的反饋功率值比當前反饋功率值都大時，說明當前增益或者相位已經接近最優，將引入自適應改變步長算法。自適應算法變步長示意圖如圖3所示。

圖3 自適應變步長示意圖

圖3中[Tn]表示當前增益或相位值減少一個固定步長后反饋功率值，[Tz]表示當前增益或相位值反饋功率值，[Tp]表示當前增益或相位值增加一個固定步長后反饋功率值。圖3所示情況下，自適應步長大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自適應步長值；[Pertsize]表示固定步長。

另外，在實際工程實現時，考慮到收斂速度的問題，往往設定一個固定反饋功率值，表示對消性能最優，從而使自適應算法能夠將增益和相位盡快收斂到目標值。具體實現流程如圖4所示。

2 計算機仿真和分析

為了驗證本文提出的自適應算法有效性和先進性，對該算法進行了計算機仿真和分析。具體仿真時，假設射頻環路相位失配[10°，]增益失配4 dB，設定對消門限為-35 dB（與圖4中反饋功率最小值門限對應），相位固定迭代步長為[0.5°]，增益固定迭代步長為0.1 dB。分別對本文1.2節中提到的增益和相位分別調整以及增益和相位交替調整的自適應算法進行仿真，結果如圖5～圖8所示。

圖4 增益或相位自適應調整流程

圖5 環路對消性能圖

圖6 增益和相位調整路線圖

圖5～圖8中實線表示第一種自適應算法即增益和相位分別調整，虛線表示第二種自適應算法即增益和相位交替調整。從圖5可以看出，自適應算法到達門限-35 dB時停止，第一種自適應算法滿足要求時迭代28次，第二種自適應算法滿足要求時迭代25次，顯然第二種自適應算法的收斂速度快于第一種自適應算法。從圖6可以看出，第一種自適應算法的調整路線分別在增益面和相位面上，是一個折線，第二種自適應算法的調整路線是在幅度和相位組成的立體圖上進行，是一個平滑的曲線，并且第二種自適應算法的對消量下降的比較平穩，第一種自適應算法的對消量下降的比較陡峭，因此相比而言，第二種自適應算法迭代更穩定可靠。

圖7 相位迭代步長圖

圖8 增益迭代步長圖

圖7和圖8表示兩種自適應算法的增益和相位步長變化示意圖，從圖中可以看出自適應算法在尋找環路對消最優值時步長變化策略。計算機仿真結果表明，第一種自適應算法的環路對消性能有限，大概在-40 dB左右，并且這個值和迭代步長有關，若把迭代步長變小，優化速度又明顯減慢，雖然可以通過變步長的策略，但是如果不能找到一個好的調整策略，常會引起自適應算法的不穩定，或者不能達到環路對消性能最優的目的。采用本文提出的增益和相位交替調整的自適應算法，不論初始迭代步長如何，環路對消性能均能達到-58 dB左右。因此，整體來說，第二種自適應算法在穩定性和優化速度上明顯優于第一種自適應算法。

3 實驗結果和分析

為了證明本文所提出的自適應算法的可實現性，根據實現原理圖1搭建了前饋型線性功放實驗平臺。主功放采用了Freescale半導體公司的兩個型號為MRF6S9125的LDMOS放大器件，整個系統輸出功率為30 W，增益和相位調整電路采用了公司自制電路設計而成，自適應算法的實現采用了TI公司型號為TMS320F2810的DSP處理器。圖9表示系統對消前和對消后交調值。從圖9可以看出利用本文所提出自適應算法，應用于前饋型線性功放中，可以使線性改善大于30 dB。

圖9 系統對消前后交調示意圖

4 結 論

本文基于前饋型線性功放自身特征以及自適應技術，提出了一種新型的自適應算法，文中對該算法的原理進行了詳細的推導和分析，并進行了計算機仿真，最后給出了通過硬件實驗平臺，基于TMS320F2810實現自適應算法后，對900 MHz 30 W前饋型線性功放實際結果測試，驗證了本文所提出的自適應算法有效性和先進性。這些實驗結果和結論對自適應算法在前饋型線性功放中的應用有著重要的促進作用。

參考文獻

[1] CHO Kyoung?Joon， KIM Jong?Heon. A highly efficient doherty feedforward linear power amplifier for WCDMA base?station applications [J]. IEEE Transactions on Microwave theory and techniques components letters， 2005， 53（1）： 292?300.

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[6] 楊華煒，蘇凱雄，陳俊.基于ADS的多級功率放大器設計與仿真[J].現代電子技術，2012，35（7）：173?176.

[7] 吳亮宇，余勛林，江鵬.基于功率檢測自適應的前饋功放設計[J].現代電子技術，2012，35（14）：172?174.

圖3 自適應變步長示意圖

圖3中[Tn]表示當前增益或相位值減少一個固定步長后反饋功率值，[Tz]表示當前增益或相位值反饋功率值，[Tp]表示當前增益或相位值增加一個固定步長后反饋功率值。圖3所示情況下，自適應步長大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自適應步長值；[Pertsize]表示固定步長。

另外，在實際工程實現時，考慮到收斂速度的問題，往往設定一個固定反饋功率值，表示對消性能最優，從而使自適應算法能夠將增益和相位盡快收斂到目標值。具體實現流程如圖4所示。

2 計算機仿真和分析

為了驗證本文提出的自適應算法有效性和先進性，對該算法進行了計算機仿真和分析。具體仿真時，假設射頻環路相位失配[10°，]增益失配4 dB，設定對消門限為-35 dB（與圖4中反饋功率最小值門限對應），相位固定迭代步長為[0.5°]，增益固定迭代步長為0.1 dB。分別對本文1.2節中提到的增益和相位分別調整以及增益和相位交替調整的自適應算法進行仿真，結果如圖5～圖8所示。

圖4 增益或相位自適應調整流程

圖5 環路對消性能圖

圖6 增益和相位調整路線圖

圖5～圖8中實線表示第一種自適應算法即增益和相位分別調整，虛線表示第二種自適應算法即增益和相位交替調整。從圖5可以看出，自適應算法到達門限-35 dB時停止，第一種自適應算法滿足要求時迭代28次，第二種自適應算法滿足要求時迭代25次，顯然第二種自適應算法的收斂速度快于第一種自適應算法。從圖6可以看出，第一種自適應算法的調整路線分別在增益面和相位面上，是一個折線，第二種自適應算法的調整路線是在幅度和相位組成的立體圖上進行，是一個平滑的曲線，并且第二種自適應算法的對消量下降的比較平穩，第一種自適應算法的對消量下降的比較陡峭，因此相比而言，第二種自適應算法迭代更穩定可靠。

圖7 相位迭代步長圖

圖8 增益迭代步長圖

圖7和圖8表示兩種自適應算法的增益和相位步長變化示意圖，從圖中可以看出自適應算法在尋找環路對消最優值時步長變化策略。計算機仿真結果表明，第一種自適應算法的環路對消性能有限，大概在-40 dB左右，并且這個值和迭代步長有關，若把迭代步長變小，優化速度又明顯減慢，雖然可以通過變步長的策略，但是如果不能找到一個好的調整策略，常會引起自適應算法的不穩定，或者不能達到環路對消性能最優的目的。采用本文提出的增益和相位交替調整的自適應算法，不論初始迭代步長如何，環路對消性能均能達到-58 dB左右。因此，整體來說，第二種自適應算法在穩定性和優化速度上明顯優于第一種自適應算法。

3 實驗結果和分析

為了證明本文所提出的自適應算法的可實現性，根據實現原理圖1搭建了前饋型線性功放實驗平臺。主功放采用了Freescale半導體公司的兩個型號為MRF6S9125的LDMOS放大器件，整個系統輸出功率為30 W，增益和相位調整電路采用了公司自制電路設計而成，自適應算法的實現采用了TI公司型號為TMS320F2810的DSP處理器。圖9表示系統對消前和對消后交調值。從圖9可以看出利用本文所提出自適應算法，應用于前饋型線性功放中，可以使線性改善大于30 dB。

圖9 系統對消前后交調示意圖

4 結 論

本文基于前饋型線性功放自身特征以及自適應技術，提出了一種新型的自適應算法，文中對該算法的原理進行了詳細的推導和分析，并進行了計算機仿真，最后給出了通過硬件實驗平臺，基于TMS320F2810實現自適應算法后，對900 MHz 30 W前饋型線性功放實際結果測試，驗證了本文所提出的自適應算法有效性和先進性。這些實驗結果和結論對自適應算法在前饋型線性功放中的應用有著重要的促進作用。

參考文獻

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[7] 吳亮宇，余勛林，江鵬.基于功率檢測自適應的前饋功放設計[J].現代電子技術，2012，35（14）：172?174.

圖3 自適應變步長示意圖

圖3中[Tn]表示當前增益或相位值減少一個固定步長后反饋功率值，[Tz]表示當前增益或相位值反饋功率值，[Tp]表示當前增益或相位值增加一個固定步長后反饋功率值。圖3所示情況下，自適應步長大小值如下：

[Adj_pert=（Tn-Tp）[2（Tp+Tn-2Tz）]*Pertsize] （4）

式中：[Adj_pert]表示自適應步長值；[Pertsize]表示固定步長。

另外，在實際工程實現時，考慮到收斂速度的問題，往往設定一個固定反饋功率值，表示對消性能最優，從而使自適應算法能夠將增益和相位盡快收斂到目標值。具體實現流程如圖4所示。

2 計算機仿真和分析

為了驗證本文提出的自適應算法有效性和先進性，對該算法進行了計算機仿真和分析。具體仿真時，假設射頻環路相位失配[10°，]增益失配4 dB，設定對消門限為-35 dB（與圖4中反饋功率最小值門限對應），相位固定迭代步長為[0.5°]，增益固定迭代步長為0.1 dB。分別對本文1.2節中提到的增益和相位分別調整以及增益和相位交替調整的自適應算法進行仿真，結果如圖5～圖8所示。

圖4 增益或相位自適應調整流程

圖5 環路對消性能圖

圖6 增益和相位調整路線圖

圖5～圖8中實線表示第一種自適應算法即增益和相位分別調整，虛線表示第二種自適應算法即增益和相位交替調整。從圖5可以看出，自適應算法到達門限-35 dB時停止，第一種自適應算法滿足要求時迭代28次，第二種自適應算法滿足要求時迭代25次，顯然第二種自適應算法的收斂速度快于第一種自適應算法。從圖6可以看出，第一種自適應算法的調整路線分別在增益面和相位面上，是一個折線，第二種自適應算法的調整路線是在幅度和相位組成的立體圖上進行，是一個平滑的曲線，并且第二種自適應算法的對消量下降的比較平穩，第一種自適應算法的對消量下降的比較陡峭，因此相比而言，第二種自適應算法迭代更穩定可靠。

圖7 相位迭代步長圖

圖8 增益迭代步長圖

圖7和圖8表示兩種自適應算法的增益和相位步長變化示意圖，從圖中可以看出自適應算法在尋找環路對消最優值時步長變化策略。計算機仿真結果表明，第一種自適應算法的環路對消性能有限，大概在-40 dB左右，并且這個值和迭代步長有關，若把迭代步長變小，優化速度又明顯減慢，雖然可以通過變步長的策略，但是如果不能找到一個好的調整策略，常會引起自適應算法的不穩定，或者不能達到環路對消性能最優的目的。采用本文提出的增益和相位交替調整的自適應算法，不論初始迭代步長如何，環路對消性能均能達到-58 dB左右。因此，整體來說，第二種自適應算法在穩定性和優化速度上明顯優于第一種自適應算法。

3 實驗結果和分析

為了證明本文所提出的自適應算法的可實現性，根據實現原理圖1搭建了前饋型線性功放實驗平臺。主功放采用了Freescale半導體公司的兩個型號為MRF6S9125的LDMOS放大器件，整個系統輸出功率為30 W，增益和相位調整電路采用了公司自制電路設計而成，自適應算法的實現采用了TI公司型號為TMS320F2810的DSP處理器。圖9表示系統對消前和對消后交調值。從圖9可以看出利用本文所提出自適應算法，應用于前饋型線性功放中，可以使線性改善大于30 dB。

圖9 系統對消前后交調示意圖

4 結 論

本文基于前饋型線性功放自身特征以及自適應技術，提出了一種新型的自適應算法，文中對該算法的原理進行了詳細的推導和分析，并進行了計算機仿真，最后給出了通過硬件實驗平臺，基于TMS320F2810實現自適應算法后，對900 MHz 30 W前饋型線性功放實際結果測試，驗證了本文所提出的自適應算法有效性和先進性。這些實驗結果和結論對自適應算法在前饋型線性功放中的應用有著重要的促進作用。

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