基于超寬帶天線的陷波頻段可控性分析*

劉正堂 程彥杰 馬 輝

(中國洛陽電子裝備試驗中心 洛陽 471003)

基于超寬帶天線的陷波頻段可控性分析*

劉正堂 程彥杰 馬 輝

(中國洛陽電子裝備試驗中心 洛陽 471003)

設計了一種具有雙陷波特性的超寬帶單極子天線,在天線中加入兩個“U”形縫隙結構,分別在3.3GHz～3.6GHz和5.15GHz～5.825GHz兩個頻段處產生陷波,并用傳輸線等效模型對陷波產生的原因進行了分析。在陷波縫隙處加入三個開關結構,對陷波頻段進行控制。分析了開關狀態的變化對等效電路的影響,對不同開關狀態的超寬帶天線進行制作并測試。結果表明,天線可以在無陷波、3.5GHz單一陷波、5.5GHz單一陷波和雙陷波四種工作狀態之間進行轉換。

超寬帶天線; 雙陷波; U型縫隙; 等效電路; 陷波頻段可控

Class Number TN82

1 引言

無線通信在20世紀90年代的蓬勃發展,促使天線朝著小型化、寬頻帶、多頻帶以及集成化等方向發展,天線的研究也隨著通信需求的改變而不斷變化。作為寬頻帶研究的一個重要方向,超寬帶UWB(Ultra-wideband)技術因其低成本、低功耗、高速率等優點,受到越來越多的關注。對于3.1GHz～10.6GHz的UWB系統,其覆蓋的頻帶范圍很寬,與5.15GHz～5.875GHz的無線局域網(WLAN)和3.4GHz～3.6GHz的全球微波互聯接入(WIMAX)的干擾不可避免,尤其是在非視距環境下,UWB與WLAN的互擾會十分嚴重。在通信系統的天線端,解決這種干擾成本低、操作簡單,具有十分重要的研究價值[1]。

近幾年提出了一種解決超寬帶通信干擾的新方法,即在通信中易干擾的頻段處使得超寬帶天線產生較大的反射系數,產生所謂的“陷波”[2]特性。這可以使得天線在陷波頻段內的輻射增益很低,避免了超寬帶技術與其它通信協議之間的干擾。但是當天線的工作環境發生變化,其它無線協議的干擾較小或消失時,加入的陷波頻段將使得超寬帶天線整體的工作頻段變窄,這就造成了頻率資源的浪費。如何避免頻段干擾的同時,盡量提高系統的頻帶利用率,是陷波天線設計中的一個難題。

陷波超寬帶天線有許多種結構,其中單極子天線形式最為常見。產生陷波的結構也有多種形式,例如在輻射貼片上加載縫隙結構[3～5],改變接地板的結構[6],或者在貼片上添加匹配枝節[7～8]等,使天線在特定頻段內產生較大的反射系數,從而實現陷波特性。本文設計了具有雙陷波特性的超寬帶天線,在5.5GHz和3.5GHz兩個頻率處產生陷波抑制,并提出陷波頻段的可控設計方法,提高了系統整體的通信效率。

2 天線結構設計

天線從本質上來說,是電磁能量的轉換設備,天線上的電流分布決定了天線的輻射特性。如果需要在某一頻段產生陷波阻帶,就應該在合適的區域干擾電流的正常流向,破壞原有電流的分布。從電流分布以及電流對天線輻射的作用來看,在電流的密集處加入縫隙或金屬支節結構,產生電流的駐波狀態,可以在特定頻率處產生有效的頻率阻斷。對于單極子超寬帶天線來說,電流主要分布在饋線和貼片的邊緣處。本文設計的第一個陷波頻段為5GHz～6GHz,單極子超寬帶天線在5.5GHz的電流分布如圖1所示。

圖1 5.5GHz處天線表面的電流密度分布

從圖1(a)表面電流的幅度值來看,貼片的邊緣和饋線附近電流最大,且電流分布較為集中,可以在這些位置進行相應的陷波結構設計;從圖1(b)電流密度矢量圖上看,電流主要沿著垂直于接地板方向傳播,加入的陷波結構應該對電流的流向產生阻礙。所以本文在接地板上加入一個與電流流向垂直的“U”形縫隙,在5GHz～6GHz頻段上產生頻率的阻斷效果,如圖2(a)所示。

圖2 單極子超寬帶天線的陷波結構示意圖

對于3.5GHz處的陷波結構,本文采用縮比原理進行設計。按照5GHz～6GHz的陷波結構進行相應的放大,就可以得到相似的輻射特性,設計的陷波結構如圖2(b)所示。

雙陷波超寬帶天線的整體結構如圖3所示。天線整體的尺寸為30mm×18mm×1mm,厚度h=1mm,并用微帶線饋電的方式對天線進行饋電。為了保證超寬帶天線通帶內的輻射特性,對天線原有結構的改變應該盡可能少。天線的正面嵌入兩條半波長“U”形縫隙結構,可以分別在5.5GHz和3.5GHz左右產生陷波頻段。天線的背面加入兩條很窄的縫隙結構,目的是構成阻抗的調節單元,抵消正面“U”形縫隙帶來的阻抗變化;同時加入窄縫隙可以使得接地板與輻射貼片的底部呈現相反的趨勢,減少天線的遠場對頻率的依賴性[9]。

圖3 單極子陷波天線示意圖(單位:mm)

“U”形縫隙的總長度近似為陷波頻率處介質波長的一半,計算公式如式(1):

(1)

其中εe為等效介電常數,fbotched為設計的陷波頻率,a2及b2的取值原理相同。

雙陷波單極子天線是對原有超寬帶天線的改進,超寬帶天線的參數已經在圖3中給出,陷波結構的關鍵參數取值如表1所示。

表1 陷波結構參數取值(單位:mm)

3 天線的陷波特性分析

陷波超寬帶天線設計時一般在天線中加入特定的結構,如縫隙或金屬支節等,這部分結構產生類似濾波器的作用,在設計的頻段處產生頻率阻斷。對天線在不同頻率處的阻抗進行計算,對不同工作狀態的阻抗特點進行分析,從傳輸線理論方面說明陷波產生的原因。圖4為雙陷波超寬帶天線在不同頻率處的阻抗曲線。

圖4 單極子雙陷波天線在不同頻率處的阻抗曲線

根據阻抗的變化曲線,可以得到單極子天線在不同頻率處的阻抗大小,其中3.5GHz處的阻抗為3.93～j6.63Ω,5.5GHz處的阻抗為4.19～j13.5Ω。可以看出,天線在陷波頻率處的阻抗實部和虛部都很接近于零。基于此,可以定性的給出加入兩個半波長“U”形縫隙單極子天線的等效電路,如圖5所示。

圖5 單極子形式的雙陷波天線等效電路

天線諧振時整體的阻抗值很小,可以認為電路出現串聯諧振的阻抗特性;考慮到陷波縫隙的長度為四分之一波長,根據阻抗變換關系,兩個“U”形縫隙應該等效作為LC并聯諧振電路進行分析,并且LC電路與天線回路相距四分之一波長,如圖5所示。當天線工作在陷波頻率3.5GHz或5.5GHz處時,LC電路發生并聯諧振狀態。根據微波傳輸線理論,經過四分之一波長阻抗變化后,天線回路中產生短路狀態,天線整體的阻抗達到最小值。阻抗變化公式[10]如下:

(2)

(3)

其中,Z(d)為對應位置d的阻抗,β為相移常數,Γ(d)為對應位置的回波損耗。對應d=λ/4時,Z(λ/4)=Z02/ZL。即當在陷波頻率處發生并聯諧振時ZL=∞,經過四分之一波長支節變化到天線回路中為短路,天線在該頻率處近似發生全發射,即達到了陷波的目的。

4 陷波頻段可控性設計與分析

對陷波頻段進行可控設計時,開關作為控制元件,其性能的好壞對能否有效實現可控設計關系很大。開關元件需要滿足以下幾個條件:開關的尺寸要小;開關的適用頻帶要寬;開關要具有很高的隔離度和很低的插入損耗。本文采用文獻[11～12]介紹的懸臂梁式MEMS開關的結構,對開關的插入損耗和隔離度進行仿真,驗證開關的相關特性。懸臂式RF-MEMS開關的結構如圖6所示。

圖6 懸臂梁式MEMS開關的結構示意圖

開關的底部為硅材料組成的介質基板,基板上部為由金屬和縫隙構成的共面波導結構,開關的上電極是由金(Au)材料構成的導電薄膜,下電極上覆蓋氮化硅材料,開關的尺寸為200μm×400μm。射頻信號通過共面波導饋電的方式接入。當不受外力時開關呈現開路狀態,信號不能通過;當受到靜電力的吸引時,開關上部的薄膜結構向下彎曲,信號沿著薄膜組成的懸臂梁傳導到射頻輸入端。

為了檢驗MEMS開關在不同頻率處的隔離度和插入損耗,對開關加入激勵電壓前后的回波損耗進行測試,其仿真結果如圖7所示。從圖中可以看出,開關未加激勵電壓時,MEMS開關處于開路狀態,此時3GHz～z10GHz頻段內開關的雙端口回波損耗S12均大于-1.5dB,說明開關的隔離度效果良好;當開關加入激勵電壓后,MEMS開關處于閉合狀態,在3GHz～10GHz頻段內開關的雙端口回波損耗S12均小于-13dB,說明開關的插入損耗很小,滿足可控開關的要求。因為RF-MEMS開關的實際制作有一定的復雜度,需要特定的設備和制作環境,限于實驗室條件,本文采用開關的等效模型代替開關進行相應的仿真或制作。

陷波頻段的產生,主要是通過在天線的電流密集處加入特定的金屬支節或縫隙結構,干擾電流的正常輻射,達到頻率的阻斷效果。如果要實現陷波頻段的變化,就應該對加入陷波結構進行設計。該陷波結構為兩個半波長“U”形縫隙,當天線工作在陷波頻率3.5GHz或5.5GHz處時,在“U”形縫隙的邊緣處產生電流的駐波狀態。從電流分布角度來說,開關的位置應該位于縫隙上。從陷波原理等效電路來看,天線工作在陷波頻率3.5GHz或5.5GHz時,縫隙結構等效在天線回路中并聯LC諧振電路,并且天線中發生全反射。加入開關結構后,可以利用開關狀態的變化,控制陷波頻段的產生。

圖8 可控雙陷波天線示意圖

圖9 天線工作在3.5GHz的等效電路

圖10 天線工作在5.5GHz的等效電路

圖8表示的是加入三個開關結構的單極子雙陷波天線示意圖。開關的位置如圖所示,開關1位于縫隙1的中間位置,開關2、3對稱分布在縫隙2的兩邊,并且間距8mm。加入開關后的天線等效電路如圖9和圖10所示。

圖9表示的是雙陷波天線工作在5.5GHz時的等效電路示意圖。當開關1與開關2、3斷開時,天線在5.5GHz產生陷波效應,如圖9(a)所示。“U”形縫隙相當于在天線回路中并聯LC電路,諧振時支節呈現開路狀態;經過四分之一波長支節阻抗變換后,等效在天線回路中加入短路線。輸入的射頻信號在“U”形縫隙處發生全反射,即形成陷波頻段。當開關1閉合后,“U”形縫隙被直接短路到天線回路中,如圖9(b)所示。此時LC并聯諧振呈現開路狀態,支節的阻抗變換作用消失,天線在5.5GHz恢復正常工作。圖10表示的是雙陷波天線工作在3.5GHz時的等效電路示意圖,可以按照相似的原理進行分析。

為了檢驗加入開關后天線特性的變化,制作出天線實物進行實際測試。采用開路縫隙或短路支節結構來代替開關的斷開或閉合狀態,得到天線的三種不同狀態如圖11所示。

圖11 單極子陷波可控天線實物圖

圖11中天線(a)在上方的U形縫隙中加入兩個短路支節,該天線可以在5.5GHz左右產生陷波頻段;天線(b)在下方的U形縫隙中加入一個短路支節,該天線可以在3.5GHz左右產生陷波頻段;天線(c)的兩個U形縫隙中均加入短路支節,該天線縫隙的陷波作用消失,恢復原有的超寬帶特性,在3.1GHz～10.6GHz內沒有陷波頻段。這三種不同形式天線的回波損耗測試曲線如圖12所示。

圖12 陷波可控天線的回波損耗測試曲線

從圖12中可以看出,天線a整體的工作頻帶為2.95GHz～10.9GHz,并且在4.8GHz～6.2GHz范圍內產生陷波頻段,阻帶范圍比預期的阻帶范圍略大,誤差可能是由制作精度造成的。天線b整體的工作頻帶為2.82GHz～10.8GHz,并且存在阻帶3.14GHz～4.15GHz,與設計的阻帶范圍基本吻合。天線c呈現超寬帶的頻帶范圍,整體工作頻帶覆蓋3.05GHz～11GHz。由此可以得到陷波可控天線的不同工作帶寬,如表2所示。

表2 不同開關狀態的單極子天線及其帶寬特性

從表2中帶寬數據可以證明,雙陷波天線加入開關結構后,通過開關的狀態變化,可以實現對兩個阻帶的控制。雙陷波超寬帶天線的工作帶寬可以在無陷波、3.5GHz單一陷波、5.5GHz單一陷波和雙陷波之間進行轉換,達到了可控陷波的目的。

5 結語

本文在超寬帶天線的陷波頻段的基礎上設計了一種雙陷波超寬帶單極子天線,通過在UWB天線上引入兩個縫隙結構,分別在3.3GHz～3.6GHz和5.15GHz～5.825GHz兩個頻段處產生陷波。采用傳輸線理論對陷波產生的原因進行了闡述。在下方的“U”形縫隙中間位置以及兩個“U”形縫隙的相鄰位置加入三個開關。分析了開關狀態的變化對等效電路的影響,對不同開關狀態的超寬帶天線進行制作并測試。經過測試結果表明,天線可以在無陷波、3.5GHz單一陷波、5.5GHz單一陷波和雙陷波四種工作狀態之間進行轉換,達到了陷波頻段可控的目的。

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Reconfiguration Analysis for Notched Bands Based on Ultra-wideband Antenna

LIU Zhengtang CHENG Yanjie MA Hui

(Luoyang Electronic Equipment Test Center, Luoyang 471003)

A novel planar ultra-wideband antenna with dual band-notched characteristics is proposed. Two U-shaped slots are embedded into the radiating patch, to obtain the notched bands at frequency of 3.5GHz and 5.5GHz, and the cause of notched band is analyzed with the transmission line model theory. Three switches are embedded into the notched slot to reconfigure the notched band. The influence from the states of the switches changed has been analyzed according to equivalent circuits evolving from the transition-line theory. The measured results show that the UWB antennas have the ability to transition within the four working states which comprise no notched band, 3.5GHz single notched band, 5.5GHz single notched band and both notched bands, providing clear evidence for the achievement of the band-notched characteristics reconfiguration.

ultra-wideband antenna, dual notched bands, U-shaped slot, equivalent electro circuits, reconfiguration for notched bands

2014年5月5日,

2014年6月16日 作者簡介:劉正堂,男,碩士,工程師,研究方向:電子對抗。程彥杰,男,碩士,工程師,研究方向:雷達對抗與仿真。馬輝,男,碩士,工程師,研究方向:通信對抗。

TN82

10.3969/j.issn1672-9730.2014.11.017