基于UCC28061的功率因數校正裝置

范佳春， 付 虹， 劉洪柳

（長春工業大學 電氣與電子工程學院，吉林 長春 130012）

0 引 言

在交流電路原理，功率因數PF＝cosφ，表示電壓與電流之間的相位差的余弦［1］。在開關電源中，由于電路中的非線性元器件作用，會產生與輸入頻率不同的電流或者電壓，這些電流或者電壓就是所謂的諧波。它與開關電源的功率因數密切相關，即：

式中：THD——諧波畸變率，表示電流諧波或者電壓諧波的含量。

1 拓撲電路及控制策略

文中所設計的功率因數校正器是采用有源器件的APFC技術，其基本思想是：在整流器和濾波電容之間加入一個功率變化電路，應用電流反饋技術，使輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形，從而減小THD值，以達到提高功率因數的目的［2］。

開關電源中的幾種基本變換器拓撲有Buck型、Boost型、Buck－Boost型、Cuk型、Sepic型和Zeta型，從理論上說，這幾種拓撲結構都可用作APFC的主電路。但是，由于Boost（升壓型）變化器的特殊優點，是應用最為廣泛的功率因數校正拓撲結構［3］。

功率因數校正控制策略可根據拓撲電路中電感電流是否連續分為連續導通模式（CCM）、斷續導通模式（DCM）和臨界導通模式（BCM）3種［4］。本設計采用的控制芯片為UCC28061，工作方式采用BCM控制策略。Boost PFC電路原理如圖1所示。

圖1 BCM控制的Boost PFC電路原理圖

輸入電壓信號和電壓誤差放大器的輸出信號通過運算處理形成電流控制參考信號Iref。當電感電流iL＝Iref時，觸發RS控制器使開關管關斷，iL開始下降；當電流過零檢測器檢測到iL＝0時，觸發RS控制器使開關管導通，iL開始上升。

BCM控制策略的電感電流和開關管波形如圖2所示。

圖2 BCM控制的電感電流及開關管控制波形

2 PFC設計方案

2.1 總體方案

本設計采用兩個參數相同的Boost PFC單元電路并聯組成整體電路，如圖3所示。

輸入電流經過整流以后進入PFC主電路，控制芯片UCC28061通過運算和處理產生兩路驅動信號，經MIC4422隔離放大后控制功率開關管關斷和導通。電路中兩個功率管的驅動信號相差180°，兩個PFC單元電路處于交錯工作狀態。每個PFC單元電路對應的電感電流和輸出電流的上升和下降趨勢相反，兩個電流疊加后的總輸入輸出電流紋波幅值明顯降低。交錯并聯Boost PFC的輸入EMI濾波器和輸出電容電流應為傳統的Boost PFC一半，這樣就可以選擇容量較小的半導體器件，能有效減小EMI問題［5］。

2.2 控制芯片UCC28061設計

UCC28061是一款使用自然交錯的兩相交錯并聯PFC的16引腳集成控制芯片，該芯片能實現兩相交錯并聯PFC控制，最終控制結果是使輸入電流跟蹤輸入電壓實現功率因數校正功能，同時保持輸出電壓穩定［6］。其引腳和功能如圖4所示。

圖3 PFC設計整體電路圖

圖4 UCC28061引腳排列和功能介紹

對于其中的每一相PFC單元路來說，電感電流工作在BCM狀態，當電流過零點檢測輸入端（ZCDA，ZCDB）通過電感二次繞組檢測到電感電流下降到零后，PWM驅動信號變為高電平，對應的開關管導通；開關管導通后電感電流開始線性增大，當電流增大到與乘法器的輸出換算值相等時，PWM 信號變為低電平，功率開關管被關斷［7］。設計圖如圖5所示。

3 PFC設計參數

文中以UCC28061為核心控制芯片，設計一款功率為6kW的兩相交錯并聯PFC，由于兩個單元的參數相同，每個單元傳輸功率為總功率的一半。其電路指標如下：

交流輸入電壓Ui：220V；

輸出母線電壓Uo：400V；

輸入電壓頻率：50Hz；

最大負載時的功率因數：≥0.99；

輸出功率Po：3 000W；

滿載效率η：≥0.9；

開關頻率fs：100kHz。

圖5 UCC28061設計圖

3.1 PFC電感設計

PFC電感參數應在電路工作于最低輸入電壓的情況下進行設計，當輸入電壓處于最低輸入電壓的峰值時，對應的最大占空比為：

式中：Ui（min）——最 低 輸 入 電 壓 有 效 值，Ui（min）＝220×0.85＝187V。

電感電流的峰值Ipeak和電感紋波電流ΔI為：

當開關頻率為100kHz時，對應的PFC電感量為：

考慮裕量，取電感值為0.2mH。

3.2 輸出電容的設計

設計輸出電容時，輸出維持時間是一個重要的因素。在規定范圍內，電容的維持時間的典型值為15～45ms［8］，文中取維持時間 Δt＝15ms，電網斷電后維持時間內輸出電壓的最小值為198V，則輸出電容為：

考慮到裕量，取Co＝750μF。

3.3 功率器件的選擇

從安全可靠的角度考慮，為了在浪涌和過載情況下保護功率開關管免受損壞，峰值電流限制的設定閾值應為啟動時浪涌電流的1.2倍，計算公式為：

功率開關管的最大電流不應低于該數值，對應的電流有效值為：

流過PFC快速恢復二極管的電流有效值可根據下式進行計算：

根據以上計算結果，考慮到實際應用情況，開關管選擇APT50M38JLL型 MOSFET，快速恢復二極管選擇DWM2F60N060。

4 PFC實驗部分

4.1 實驗數據

采用PF9830三相智能電量測量儀對系統進行測試，測試數據見表1（輸入220VAC／50Hz）。

表1 PF9830測試結果

通過對電源運行過程的測試，可以看出電源電流的諧波含量比較低，THD在5%左右，功率因數能達到0.99以上。

4.2 實驗波形

PFC電路各點測試結果如圖6所示。

圖6 PFC電路各點測試結果

通過對各個位置的波形測試可以看出，文中設計比較合理，能夠克服焊機內的各種干擾，獲得比較穩定平整的波形，使電源系統性能的穩定性有了保障。

5 結 語

實踐證明此設計方案是可行的，能獲得較高的功率因數的數值，使之達到0.99以上，提高了電源的效率。

［1］丁坤，姚河清，范興輝，等.功率因數校正技術在逆變焊機中的應用［J］.電焊機，2008，9：90－91.

［2］柴貴蘭.有源功率因數校正技術的研究［D］：［碩士學位論文］.西安：西安科技大學，2007.

［3］張光先.逆變焊機原理與設計［M］.北京：機械工業出版社，2008.

［4］王鵬濤.探討功率因數及功率因數的提高［J］.機械與電子，2010（9）：511－512.

［5］王艷碩.交錯并聯Boost PFC技術的研究［D］：［碩士學位論文］.成都：西南交通大學，2008.

［6］賁洪奇，張繼紅.開關電源中的有源功率因數校正技術［M］.北京：機械工業出版社，2010.

［7］普利斯曼，碧利斯／莫瑞.開關電源設計［M］.王志強，譯.北京：電子工業出版社，2010.

［8］曹子林，陳戈珩，李文秀.一種優化逆變電源直流變壓電路［J］.長春工業大學學報：自然科學版，2012，33（2）：157－158.