具有移相控制的ZVS全橋DC-DC斬波變換器

1 引言

全橋變換器拓撲是國內外 DC-DC變換器電路中最常用的電路拓撲之一，在中大功率應用場合更是首選拓撲，得到了廣泛的研究[1-3]。其中，全橋移相零電壓開關 DC-DC變換器的研究更是熱門，它采用移相控制方式，使變換器既保持了 PWM技術恒頻占空比調節的優點，又實現了零電壓開關，從而達到減小開關損耗，降低開關管的電流和電壓應力的目的[4,5]。但也存在滯后橋臂零電壓開關范圍窄、占空比丟失嚴重、輸出整流二極管反向電壓過沖、轉換效率較低等不足之處[6-12]。目前，不少學者針對其缺點提出了改進的方法，如文獻[12]利用了一個由耦合電感和電容組成的輔助網絡，以增加變換器的零電壓負載范圍。但在此電路中并無任何抑制變壓器一次電壓過沖的措施，且耦合電感繞制困難，品質難以保證。

本文提出一種采用無損緩沖電路的全橋 ZVS PWM DC-DC變換器。在此變換器中，滯后橋臂上并聯一個輔助電路，使滯后橋臂容易實現零電壓開關。在變壓器的二次側增加了一個無損緩沖電路，來限制整流二極管的反向電壓過沖。

本文分析了變換器的軟開關工作模態，設計了基于TMS320F2812 DSP的數字控制系統。理論分析及實驗證明，這種新型變換器具有實現軟開關負載范圍大，輔助電路損耗小等特點。

2 工作原理

圖1為采用無損緩沖電路的ZVS PWM DC-DC變換器拓撲結構。

圖1 采用無損緩沖電路全橋ZVS PWM DC-DC變換器Fig.1 Full bridge ZVS PWM DC-DC converter with non-dissipative buffer circuit

該拓撲結構在滯后橋臂上并聯了一個輔助電路，當滯后橋臂開關管關斷時，ip和 ia同時給開關管并聯電容充放電，使之在各種工作狀態下，均能提供足夠的能量來抽走將要開通的開關管并聯電容上的電荷，創造零電壓條件。為了分析電路的工作過程，假設所有器件均是理想的，輸出濾波電感足夠大，變換器工作于額定負載。變換器每半個開關周期有10個工作模態，其主要波形如圖2所示。各個階段的工作模態如圖3所示，下面對變換器的各個工作模態進行分析。

在t0時刻，VD3和Q4導通，UAB電壓為零，變壓器一次電流處于續流狀態。輔助電感 La電流 ia也處于續流狀態，它流過Q4和VD6。

（1）模態 1[t0～t1]。在 t0時刻，Q4關斷，ia、ip同時給C4充電，給C2放電，由于C2和C4的存在，Q4是零電壓關斷。此時UAB=-UC4，UAB由零變為負，一次電流減小，整流二極管VD7和VD8同時導通，將變壓器二次繞組短接，這樣變壓器一次、二次繞組電壓均為零。t1時刻，C4的電壓上升到Uin，VD2導通，該模態結束。

圖2 主要工作波形Fig.2 Operating waveforms

圖3 變換器的工作模態Fig.3 Operation modes of converter

（2）模態 2[t1～t2]。在 t1時刻，VD2導通，將Q2的電壓鉗在零位，Q2可以實現零電壓開通。此時加在變壓器漏感和諧振電感La兩端的電壓均為-Uin，所以一次電流和諧振電感La上的電流均下降，且由于變壓器漏感很小，所以一次電流將很快下降為零并反向增加，達到減小占空比丟失的目的。t2時刻，一次電流反向增加到負載電流在一次側所對應的值，該模態結束。

（3）模態3[t2～t3]。在t2時刻，整流二極管VD7關斷，VD8流過全部負載電流，C7開始與變壓器漏感諧振，其關系滿足

，Lr為變壓器漏感等效到二次側的值。t3時刻UC7上升到峰值4Uin/n，VD7的電壓與C7的電壓基本相等，從而VD7的反向電壓被限制在0～4Uin/n之間。此時段內電感 Lg上的電壓為兩個二極管的正向導通壓降 2Uf，Lg處于放電狀態。諧振電感La的電流繼續下降。

（4）模態4[t3～t4]。在t3時刻，C7開始通過VD11和Lg放電，Lg的電壓變為-2Uin/n，然后線性下降。在t4時刻，C7的電壓下降為2Uin/n，放電回路截止，Lg上的電壓恢復為2Uf，此模態結束。

（5）模態 5[t4～t5]。諧振電感 La的電流繼續下降，到t5時刻下降為零。此時段內電感Lg上的電壓為2個二極管的正向導通壓降2Uf，Lg處于放電狀態。

（6）模態 6[t5～t6]。t5時刻，La與輔助電容 C5和 C6開始諧振工作，ia反向增加，給 C5放電，C6充電。t6時刻，C6的電壓上升到輸入電源電壓，C5的電壓下降為零，此模態結束。在此模態中，Lg處于放電狀態。

（7）模態 7[t6～t7]。到 t6時刻，C6的電壓上升到輸入電源電壓，C5的電壓下降為零，此時 VD5導通，一直到t7時刻關斷Q3，該模態結束。

（8）模態 8[t7～t8]。在 t7時刻，Q3關斷，電流ip將給 C3充電，C1放電，Q3為零電壓關斷。此階段，變壓器一次、二次電壓均下降。由于之前儲存在C7上的電壓為 2Uin/n，所以此時 C7將通過 VD11和Lg放電，Lg的電壓變為-2Uin/n，然后下降。由于電容C7的作用，變壓器二次電壓的下降速度將慢于一次電壓。在t8時刻，C3、C1充放電完畢，一次電壓下降為零，該模態結束。

（9）模態 9[t8～t9]。在此階段，一次電流流過Q2和 VD1，Q1可以實現零電壓開通，電容 C7繼續放電。t9時刻，C7電壓下降為零，該模態結束。

（10）模態10[t9～t10]。在t9時刻，C7的電壓下降為零。此后，電感Lg的電壓恢復為2Uf，Lg處于放電狀態。到t10時刻，關斷Q2，該模態結束。

至此，半個周期的工作模態結束，后半個周期工作情況和前半個周期相似。

3 輔助電路的參數設計

為了在輕載時保持全橋電路的ZVS狀態，需要輔助諧振電感中存儲有足夠的能量來完成橋臂電容的充放電。以Q2和 Q4組成的滯后橋臂為例，必須滿足

式中，C2和 C4為與 Q2和 Q4并聯的電容；CMOS為MOS結電容，它是一個非線性電容，其電容值反比于其兩端電壓的平方根。對并聯的輔助電路進行分析，設其上電容C5=C6=Ca，則有

一般要求其諧振過程必須在工作周期 T的 1/2時間內完成，即

而在變壓器二次輔助網絡中，令C7=C8=Cr，由式（1）可以得到電容 Cr的充電時間 tcharge（與圖 2中的時間段t2～t3對應）為

此時間段應遠小于系統的開關周期。再根據諧振電感Lg上的電壓在半個周期內的平均值為零，對其進行分析，可得到電感Lg上的電流為

此電流過小會拖長電容放電時間，過大則會增加輔助諧振電路的損耗，設計時應根據實際情況折中考慮。根據式（2）～式（6），可對輔助電路的參數進行設計。

4 實驗結果

為了驗證理論分析的正確性，設計了一臺基于TMS320F2812 DSP的實驗樣機。通過數字控制芯片可以實現快速、靈活的控制，進一步提高電源設備的控制精度及可靠性[13,14]。實驗電路的主要電量參數為：Uin=100V(1±20%)，Uo=24V，Io=3A，主電路開關管選擇IRF840，C1～C4是開關管結電容，并聯輔助電路中的電容 C5=C6=2.2nF，La=690μH，變壓器電壓比 n=N1:N2=3:1，C7=C8=4.7nF，整流二極管和 VD11、VD12選用 MUR1640CT，VD5、VD6、VD9和 VD10選用 MUR460，Lg=865μH，Lf=137μH，Cf=30μF。

圖 4a是變換器工作在額定負載時的超前橋臂開關管 Q1的驅動和漏源電壓波形。在開關管開通前，漏源極電壓已經下降到零；而關斷時，由于開關管內結電容的作用，漏源電壓從零開始緩慢上升。Q1很好地實現了零電壓開關。

圖 4b是變換器工作在 10%額定負載時滯后橋臂開關管Q2的驅動和漏源電壓波形。由于在滯后橋臂并聯了輔助電路，即便是在輕載狀況，Q2依然能夠很好地工作在零電壓狀態，證明了該變換器零電壓開關負載范圍寬的特點。

圖4 實驗波形Fig.4 Experimental waveforms

圖 4c為無緩沖電路時變壓器二次整流后的電壓波形，有大約 60%的電壓過沖。而圖 4d為加入緩沖電路時變壓器一次及二次整流后的電壓波形。一次電壓幅值為100V，二次整流后電壓幅值為30V左右，大約有20%的電壓過沖，且占空比丟失很小?？梢娋彌_電路的作用明顯。

圖4e為滯后橋臂輔助并聯電路C5的電壓波形。圖 4f為 La的電流波形?？梢钥闯觯c滯后橋臂并聯的輔助電路的工作情況跟理論分析相符。

圖4g為變壓器一次電流波形。圖4h為整流二極管VD7電壓波形。從圖中可以看出，通過在變壓器二次側加入無損緩沖電路，整流二極管的反向電壓被限制在4Uin/n以內，整流二極管反向電壓的最大值由輸入電壓 Uin和電壓比 n決定。此處的電壓峰值大約為130V，與理論分析一致。

圖 4i 是當電流達到額定值時，輸出電壓紋波的實驗波形。其峰-峰值大約為50mV，紋波系數為0.2%，輸出紋波較小。

圖5為根據實驗結果得到的變換器效率曲線，加入緩沖電路后的變換器效率高于無緩沖電路時的變換器效率。當變換器工作在額定負載時，其效率達到85.9%。

圖5 變換器效率曲線Fig.5 Efficiency of the converter

5 結論

本文提出的采用無損緩沖電路的 ZVS DC-DC變換器的工作頻率為100kHz，所有開關管都能實現寬負載范圍的零電壓開關狀態。滯后橋臂并聯的輔助電路有效地加寬了其零電壓工作范圍，減小了二次側占空比的丟失；變壓器二次側增加的無損緩沖電路限制了整流二極管的反向電壓過沖。實驗結果驗證了理論分析的正確性及此技術方案的可行性。

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