一種高增益低開關應力改進交錯型Boost變換器

胡雪峰 戴國瑞 龔春英 陳 杰 章家巖

（1.安徽工業大學電力電子與運動控制省重點實驗室 馬鞍山 243002 2.江蘇省新新能源發電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學） 南京 210016）

1 引言

隨著人們生活水平的提高，對能源的需求量日益增長，石油、煤炭和天然氣等一次能源的消耗會排放大量的溫室氣體，導致全球變暖、環境污染等嚴重問題。因此諸如太陽能光伏、燃料電池和風力發電等分布式能源及其相關應用技術的研究在全球范圍得到了廣泛重視[1-12]，其常用發電結構如圖1所示。因為單體燃料電池或光伏電池的輸出電壓較低，通常需要具有更高升壓功能的直流功率變換器作為接口電路，把較低的電池電壓（18～50V）轉換到足夠高的直流鏈電壓（200～400V），然后進行逆變以供給獨立交流負載，或進行并網發電。另外在燃料電池和光伏電池發電系統中，需要盡量減小輸入電流紋波，否則將會影響電池的使用壽命，給系統的安全可靠運行及成本的降低帶來不利影響[2,5]。

圖1 低壓可再生能源發電基本機構圖Fig.1 Basic schematic of the low-level DC voltagerenewable power generating system

傳統的Boost或Boost-Buck變換器結構簡單，在常規DC-DC升壓場合得到了廣泛應用，但當需要較高升壓變換時，基本的Boost變換器就要工作在占空比接近于1的理論值，一方面很大的占空比會降低系統效率，另一方面占空比較大時輸出電壓也不易升高，而且二極管的反向恢復問題也更為嚴重[8,9]。為了有效提高直流變換器的電壓增益，許多學者提出了多種具有高升壓功能的變換器拓撲結構，文獻[11,12]研究了串聯級聯式變換器或帶升壓變壓器的變換器，但是前者需要兩級能量變換，其總體效率等同于各級變換器效率之積，因此勢必會降低總體效率，而且增加了拓撲的復雜性，同時其穩定性能也受到了挑戰，含有變壓器的升壓變換器又存在體積笨重、成本高、漏感和寄生電容等問題。近年來，交錯并聯Boost變換器[2,12-14]及其在燃料電池和光伏發電系統中的應用得到了許多學者的深入研究，采用交錯并聯方法后，其優點是可以減小輸入、輸出電流紋波，改善變換器的動態響應，但其開關管的電壓應力仍然等于輸出電壓，而且該變換器的升壓功能也沒有得到有效改善，與基本的Boost變換器相同。在高升壓比應用中，為了降低開關管的電壓應力，文獻[15]研究了三電平直流變換器，其主要特點是主功率管的電壓應力等于輸出電壓的一半，但其升壓能力沒有得到有效提升，且當輸入電壓較低，而輸出電壓較高時，勢必會造成輸入電流紋波較大，不利于應用在燃料電池和光伏電池等新能源發電系統中。因此研究兼有高增益、低輸入電流紋波，低開關電壓應力的變換器具有重要的理論意義和應用價值。

本文提出了一種具有高電壓增益、低輸入電流紋波，低開關電壓應力的全交錯結構的Boost變換器，與傳統的交錯并聯變換器結構相比，所提變換器具有以下特點：①具有更高的電壓增益，因此在較高升壓要求時可以有效避免變換器工作在極限占空比狀態，而且利用較小的占空比達到相同的輸出電壓可直接減小開關的導通損耗。②所提變換器不但在輸入端采用了兩個電感交叉并聯的結構，減小了輸入電流的紋波，而且在輸出端，兩個電容電壓進行了交叉串聯，使得輸出電壓紋波進一步減小。③當占空比≥0.5時，兩個輸出電容自動均壓，兩個電感上的電流也自動均分。另外，與傳統的低電壓應力Boost變換器（三電平Boost變換器）相比，所提變換器結構除具有上述特點外，還只需要一路獨立驅動電源，這樣就避免了傳統三電平Boost變換器需要兩個獨立驅動電源的要求，進而避開了基本三電平變換器結構中上管驅動電源地電位的穩定性會隨著分壓電容電壓的波動而波動，對系統性能造成的影響。

2 所提變換器結構及其工作原理

2.1 相似結構變換器的對比分析

圖2a、圖2b是傳統兩相交錯并聯升壓變換器和具有低開關電壓應力的基本三電平Boost變換器的結構圖，文獻[12]提出高增益交錯并聯Boost變換器，如圖2c所示。這種結構利用開關電容與傳統交錯Boost變換器相結合，來提高電壓增益，但其結構也相應復雜，而且增加了兩個二極管。比較幾種相似拓撲，可以看出這些類似結構變換器使用元器件數量的對比關系。另外，圖2b所示傳統低電壓應力三電平Boost變換器的兩個主開關管是類似橋臂上下管的結構，因此必須使用兩個獨立的驅動電源。

圖2 三種相似升壓變換器拓撲結構Fig.2 Comparison of three similar converter topologies

本文所提變換器的拓撲結構如圖3所示，表面上看，所提變換器結構比常規的交錯并聯Boost變換器多用一個分壓電容，但是，該變換器中單個電容的容值可以大大減小；另外本文所提變換器采用兩個開關管供地的結構，因此只需一路驅動電源即可滿足兩個開關管的驅動要求，同時能夠避免傳統低開關電壓應力三電平變換器中上管獨立驅動電源的浮動問題。幾種相似結構變換器的主要性能特點見4.4節中表1。

圖3 本文所提變換器拓撲結構Fig.3 The topology of proposed converter

2.2 所提變換器工作原理

所提變換器工作在交錯控制方式，首先在輸入端進行了電感電流的交錯并聯，而在輸出端兩個分壓電容電壓進行了交錯并聯充電和串聯放電，這樣所提變換器的輸入電流紋波和輸出電壓紋波都能得到有效的抑制，同時該拓撲結構能夠減小輸入電感和輸出電容的體積。

為方便分析，假設電路工作在電感電流連續的穩定狀態，且各元器件均為理想器件，其控制操作方式如圖4的關鍵工作波形所示。

由圖4可以看出，當占空比大于0.5時，根據兩個主功率管的開關狀態該變換器有4種工作模式，圖5給出了各模式的等效電路，下面具體分析該控制方式下所提變換器的工作原理。

圖4 關鍵工作波形Fig.4 Key waveforms of the proposed converter

圖5 所提變換器各工作模式等效電路Fig.5 Operating modes of the proposed converter

（1）模式Ⅰ（t0＜t≤t1）。由圖4可以看出，電路工作在該模式時，Q1和VD2導通，Q2和VD1關斷，其等效電路如圖5a所示，流過電感L1的電流iL1線性增加，流過電感L2的電流iL2線性減小，同時電容C1放電且向負載提供能量，儲存在電感L2中的能量向電容C2充電。

（2）模式Ⅱ（t1＜t≤t2）。在該模式時的等效電路如圖5b所示，Q1和Q2導通，VD1和VD2關斷，電感L1和L2儲存能量，流過它們的電流 iL1和iL2線性增加，輸出功率由等效串聯電容C1和C2提供。

（3）模式Ⅲ（t2＜t≤t3）。由圖3可以看出，電路工作在該模式時，Q1和D2關斷，Q2和VD1導通，其等效電路如圖5c所示，流過電感L1的電流iL1線性減小，流過電感L2的電流iL2線性增加，同時儲存在電感L1中的能量向電容C1充電，電容C2向負載提供能量。

（4）模式Ⅳ（t3＜t≤t4）。該模式時 Q1和 Q2導通，VD1和VD2關斷，電感L1和L2儲存能量，流過它們的電流iL1和iL2線性增加，其等效電路和模式Ⅱ相同。

需要說明的是在交錯控制策略時，該電路同樣可以工作在占空比小于0.5的模式，此時兩個開關管的電壓應力不再平分。對于燃料電池和光伏并網發電等典型低壓輸入高壓輸出的應用中，變換器穩態工作時的占空比通常要大一些，為了節省篇幅，本文重點討論占空比大于0.5的情況。

3 本文變換器的數學模型及分析

為進一步詳細分析該變換器的各種特性，利用狀態平均法建立所提變換器的平均狀態數學模型，為了方便分析，忽略電感L1和L2的等效串聯電阻，忽略電容C1、C2的等效串聯電阻，設各電感的電流和各電容上的電壓為狀態變量，組成矢量為x，輸入變量為Vin，d為開關的導通占空比，輸出變量為Vo，則變換器的平均狀態模型為

假設每個狀態變量、源變量和控制變量有一個足夠小的擾動，則它們可以由直流分量和交流分量分別組成，即

式中，X、VIN、VC1、VC2和D分別為各變量的直流分量和?d分別為各變量的交流分量。通過小信號擾動法，進行線性化處理后，可以得到變換器的小信號時變狀態矩陣模型，用式（13）～式（16）表示，其交流小信號等效電路如圖6所示。

圖6 變換器的小信號等效電路Fig.6 Small-signal equivalent circuit of the converter

由變換器的小信號狀態模型可以計算出各電感電流、各分壓電容電壓與占空比之間的傳遞函數。

4 變換器的穩態分析

4.1 電路的穩態電壓和電流分析

根據第3節推導的數學模型，可以得到該變換器的非線性連續等效電路如圖7所示。

圖7 非線性連續等效電路Fig.7 Non-linear model of the proposed converter

該電路在穩態時應該滿足因此在穩態運行時變換器具有如下數學關系

由式（18）～式（22）可以看出，本文所提變換器的電壓增益是典型Boost變換器或傳統交錯并聯Boost變換器的兩倍，同時兩個電感上的電流和輸出電容上的電壓都是自動均分的。

4.2 開關管的穩態電壓應力

通過等效電路圖可以看出，如果忽略開關管和二極管上的導通壓降，主功率開關Q1和Q2的電壓應力分別為

綜合式（20）～（24）可知，兩個主功率開關管的電壓應力相等，且為輸出電壓的一半，二極管VD2上的最大電壓應力也為VO/2，而二極管VD1上的電壓應力有三種狀態分別為VO、VO/2和0，但是在其導通和關斷的轉化過程中，電壓波動仍然在VO/2和0之間。

可以推出流過主開關器件的平均電流為

4.3 輸入電流和輸出電壓紋波分析

為了便于分析本文變換器的輸入電流紋波和輸出電壓紋波，圖8給出了相關輸入支路電流和輸出電容電壓的關鍵波形。

圖8 輸入電流、輸出電壓關鍵波形Fig.8 Key waveforms of input currents and output voltages

通過計算容易得出

4.4 電路的性能比較

表1給出了幾種相似結構變換器主要性能特點的比較情況。可以看出，本文變換器具有更高的電壓增益，且所用器件數量也未增加，同時功率器件的電壓應力也得到了有效減小。

表1 幾種類似結構變換器的性能比較Tab.1 Comparison for three converters

5 高增益低應力交錯隔離型Boost變換器結構的推衍

本文所提變換器不但可以應用在非隔離型Boost變換器，而且可以推演出其隔離型電路結構，如圖9所示。該電路結構類似兩個反激變換器在輸入端進行電流交錯并聯，在輸出端進行電壓交錯串聯，同樣達到了全交錯結構的目的。

圖9 隔離型全交錯Boost變換器結構Fig.9 Isolated type of interleaved boost converter

假設N=Ns1/Np1=Ns2/Np2，則利用伏秒平衡原理可以推出兩相隔離型全交錯結構Boost變換器的電壓增益表達式為

6 實驗結果及分析

為了驗證所提變換器的工作原理,作者在實驗室研制了一臺非隔離型原理樣機，其性能指標和所用元器件見表2。

表2 實驗電路參數Tab.2 Component parameters of the experiment

由圖10a中可以看出，由于兩個電感的電流波形進行了交錯運行，使得總輸入電流的紋波大大減小，而且兩個電感電流是相等的，實現了自動均分。圖10b給出了兩個分壓電容的電流波形，可以看出它們交錯并聯充電和串聯放電，且大小也是相等的，實驗波形很好地驗證了該變換器的工作原理。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

圖10c是主功率開關管Q1、Q2上的電壓應力波形，約等于120V，等于輸出電壓的一半，實現了低電壓應力功能。圖10d中給出了兩個主開關的驅動信號及二極管VD1和VD2的電壓應力波形，可以看出VD2的電壓應力也只有輸出電壓的一半，VD1的輸出電壓應力雖然有三種狀態，但其中相鄰狀態之間的轉換電平也只有輸出電壓的一半，因此二極管的電壓應力也得到了有效減小，與理論分析一致，圖10e是兩個分壓電容上的電壓及總輸出電壓波形。

7 結論

本文提出了一種具有高增益、低電壓應力的新型輸入/輸出全交錯型Boost變換器，分析了該變換器的工作原理，建立了該變換器的平均狀態及小信號模型，推出了相應的隔離型變換器結構，并通過一臺原理樣機進行了實驗驗證。實驗證明所提變換器既有更高電壓增益的功能，同時又兼具常規兩相交錯并聯Boost變換器和傳統低電壓應力三電平Boost變換器的優點，具體為：①開關管電壓應力小，有利于選擇小功率高性能的開關器件。②兩個開關管可以共用一個驅動電源，節省了一路驅動源。③由于輸入端采用了交錯結構使得輸入電流的紋波更小，兩個分壓電容上的電壓也進行了交錯充放電，能夠減小升壓電感和輸出電容的體積。④所提變換器不需額外增加均壓控制環即可達到分壓電容自動均壓，且電路結構簡單易于實現。

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