一種具有快速動態響應的新型數字PFC控制器

1 引言

在保證低輸入電流諧波、良好的電源質量的前提下，提高輸出電壓動態響應速度以及電源轉換效率逐漸成為PFC技術中的研究熱點[1-5]。與傳統的模擬PFC控制器相比，數字PFC控制器提供的電源管理功能，以及靈活的的控制算法近來受到越來越多的關注[2,4,5]。并且數字PFC控制技術很容易通過DSP或者微控制器進行驗證，大大縮短設計周期[6,7]。目前，數字PFC控制策略中大部分采用的依然是傳統的模擬控制思路，只是將這些方法采用數字形式實現而已。例如有源PFC技術中常見的電壓模式控制[8,9]、電流模式控制[10,11]和單周期控制[12-14]等。其中電壓模式、電流模式控制都是依靠電壓環來穩定輸出電壓，通常包含截止頻率很低的低通濾波器，其在衰減了輸出電壓諧波含量的同時卻大大降低了輸出電壓對負載變化的動態響應能力。這對于恒載應用的場合并無影響，但在變載的應用中，電壓環帶寬不夠將導致輸出母線電壓長時間大幅度的波動，不僅使得系統的控制性能下降，同時也對負載造成了十分嚴重的危害。另外，基于乘法器的平均電流控制[15,16]，需要檢測輸入電壓、輸入電流和輸出電壓三路信號，且控制環路里有乘法器，當將其采用數字方式實現時，一方面，因乘法器計算復雜，必然會導致延時，影響控制效果；另一方面，采用數字控制芯片時，三路A-D轉換器采樣以及乘法器將導致芯片面積增加，成本上升。單周期PFC控制技術不必考慮電流模式控制中的人為補償，最大的好處是減少了一路輸入電壓采樣。雖然數字單周期PFC控制技術[17,18]克服了模擬單周期PFC技術中參數固定、控制參數適應范圍小的問題，但仍需要對電流信息進行采樣和處理。

本文提出了一種工作在電流斷續模式（Discon tinuous Current Mode，DCM）下的數字PFC控制器。該控制器無需進行電流采樣，采用自適應PI控制，改善了系統環路的動態響應性能，并且提高了系統的抗擾動性能，能夠適應寬范圍的輸入和負載條件。同時采用了基于模式控制的啟動尖峰電流抑制策略，既最大程度的加快了啟動時間，又保證啟動時無電流尖峰。基于所提的控制方法設計的專用集成數字PFC控制器芯片，采用Chartered公司的0.18μm工藝進行流片驗證，并預先利用FPGA對設計系統的性能進行了測試。

圖1 Boost型自適應數字PFC控制器框圖Fig.1 The block diagram of digital PFC withself-adapting controller

2 自適應PFC控制策略分析

固定參數的經典PID控制器是PFC系統中常用的控制策略[19,20]，它的最大優點是結構簡單、易于實現，但是在寬的負載變化和輸入電壓范圍內，固定參數PID控制器的廣適性并不好，特別是在動態響應要求較高的系統中。因此本文設計一種分段自適應控制方法，其結構框圖如圖1所示，它采用非線性PI控制算法，根據負載、輸入電壓等的變化實時改變控制參數，使得系統在寬輸入電壓范圍和負載變化的條件下都具有高功率因數值和快速動態響應性能。

分段自適應控制是根據參考值Vref和實際值輸出電壓vout之間偏差e(e[n]=Vref-Hvout[n])的大小，將系統分為近穩態階段和動態階段兩個部分。當|e|在設定的近似穩態范圍以內，即|e|小于設定的近穩態閾值TH1時，選用相應的較小PID參數，屬于普通的線性PID調節；而當|e|大于設定的近穩態閾值TH2時，判定系統處于動態調節狀態，更換大比例PID參數進行調節，從而加快動態響應性能。這樣在不增加穩態偏差和降低系統穩定性的前提下，改善系統輸出電壓的動態響應性能。并且設定TH1＞TH2，避免了由于振蕩引起的參數頻繁切換而加劇振蕩的現象。這種方式既能有效地利用PID控制的優勢，同時也避免了其因要滿足系統穩定性而無法實現快速動態響應的問題。閾值TH2要略大于所能接受的穩定時輸出電壓波動幅度（按照輸入電壓和輸出功率引起的不同輸出電壓波動的最壞情況），本文中設為10V；閾值TH1設定可按照仿真時的動態響應情況進行調整，一般為了硬件實現方便選取2～6倍TH2，本文設為 4倍TH2。

PID采用經典的增量式控制，其表達式為

由于在動態調節過程中，誤差電壓e較大，其對于參數的敏感度很高，若PID參數過大，微小的變化也會導致占空比劇烈變化。本文在PID參數調整過程中，KI=1、KD=0均保持恒定，主要對KP進行了調節，動態時設為127，穩態時設為511（這組參數的選取也考慮了硬件易于實現的因素）。

此外，由于在系統啟動階段追求快速的動態響應而單獨設計的調節參數，會加大輸入級對后級儲能器件的充電能量，也會由于能量的過度累積導致大的電流尖峰。尖峰電流可能給系統器件帶來毀滅性影響，這也是實際應用中需要重點解決的問題之一。傳統可以采用輸出并聯電容或者電流檢測抑制。但是并聯輸出電容不僅會增大板級面積，還會延長啟動時間；而應用電流檢測電路意味著在數字控制器中需要增加額外的模擬電路，這也是要避免的。因此本文提出了一種基于模式控制的啟動電流尖峰抑制策略，它的核心思想在于強制系統在DCM模式下工作，消除多余的能量累積，從而規避電感上的尖峰電流。

Boost型轉換器中電感充電時和電感放電時的電流變化量分別為

式中，Vin和vout分別為輸入電壓、輸出電壓；L為電感值；Ts為開關頻率；D1Ts和D2Ts分別為電感充電和放電持續的時間。

假設系統工作在CCM（Continuous CurrentMode）模式下，則每個開關周期的電流累加會使電感中很快出現一個大的浪涌電流尖峰。因此本設計中強制使系統工作在DCM狀態下，令電感充電階段增加的電流會在電感放電階段全部消耗完畢。

以式（7）作為系統啟動時最大占空比的限制條件，確保系統保持DCM工作狀態而不會進入CCM狀態下工作，增加的能量在本周期內全部消耗掉，因此不會出現尖峰電流。

3 自適應PFC實現方案

圖2為本設計中的自適應PFC控制策略流程圖。在每個采樣周期獲得輸入電壓vin和輸出電壓vout的采樣值后，動態計算最大限定占空比的值，并更新存儲。同時利用輸出電壓vout與預設參考量Vref得到誤差信號作為受控變量進行自適應PID補償，所得到占空比控制信號與本次采樣周期初始計算的最大限定占空比進行比較后做平頂輸出，此輸出將為系統最終的控制量。

圖2 控制策略流程圖Fig.2 The control strategy flowchart

圖3 抑制電流尖峰仿真結果Fig.3 The simulation results of limiting the peak current

采用Matlab/Simulink工具對所提出的自適應控制PFC進行驗證，仿真結果如圖3所示。圖3a是在設定的極限占空比的基礎上增加1LSB的占空比容限得到的仿真結果。從圖中可以看出，這導致系統中產生15～20A的尖峰過沖，并且在高輸入電壓的情況下，尖峰情況會變得更壞。圖3b是采用所提出控制策略的仿真結果，啟動尖峰電流得到了極大抑制，同時對啟動時間并沒有很大影響。

4 實驗結果分析

本文所設計的基于DCM工作模式的數字PFC控制器芯片目前正通過 Chartered公司的0.18μm CMOS工藝進行流片驗證，核心電路版如圖4a所示，大小約為700μm×500μm。系統性能首先通過FPGA進行驗證，驗證系統如圖4b所示。

圖4 所設計的數字PFC結構圖Fig.4 The structure of the proposed PFC

PFC系統的設計指標為：輸入電壓Vin,max=AC110～230V，輸出電壓Vout=400V，最大輸出功率Pout,max=140W，開關頻率fs=100kHz，功率拓撲中儲能電感及電容分別為220μH和100μF。ADC選用了AD7825芯片的高7bits，9bits的數字脈寬調制電路[21]和所提出的控制算法用Verilog編程后下載到FPGA中驗證，選用的FPGA板的核心芯片為Cyclone.II系列的EP2C8Q208C8N。

PFC系統的輸出電壓和輸入電壓分別通過采樣電阻網絡分壓后送入兩個A-D轉換器轉換成數字信號，轉換后的數字信號送入FPGA中依次交由算法模塊和數字脈寬調制模塊處理，最終得到占空比信號控制功率級開關管。

圖5為此數字PFC系統在不同的輸入電壓及輸出功率下的PF值測試數據統計曲線。由圖可見，當輸出功率大于40W以后，PF值高于0.9，且隨著輸入電壓加大，PF值逐漸增大并接近1，最大值出現在輸入電壓AC120V、輸出功率140W的時候，為0.9958，滿足各個標準中對PF值的規定。而在輕載時（本系統中＜40W），電壓和電流的波動范圍均減小，但A-D轉換器的量化范圍及精度保持不變，因此對此時電壓和電流波動的敏感度降低，較難擬合出好的曲線。

圖5 PF值測試數據統計圖Fig.5 The graph of PF value

圖6為系統效率測試數據的統計曲線，由于在這個最大輸出功率高達140W的系統中，FPGA的功耗相對來說很小，因此在測試中忽略了FPGA的功耗，系統的最大效率為95.68%。

圖7～圖9是PFC系統測試圖，圖中從上到下分別表示占空比波形（10V/格），輸出電壓Vout的波形（2V/格，×100衰減系數），輸入電壓Vin的波形（200mV/格，×100衰減系數）和輸入電流的波形（2A/格）。

圖7為輸入電壓AC130V、輸出功率120W的條件下系統啟動時的波形。系統在160ms（約8個工頻周期）以內啟動完成，無電壓超調及浪涌電流。

圖7 Vin=AC130V，Pout=120W時系統啟動波形Fig.7 The startup waveforms when Vin=AC130V andPout=120W

圖8 當Vin=AC130V時的系統瞬態響應過程Fig.8 The dynamic response process when Vin=AC130V

圖9 當Vin=AC230V時的系統瞬態響應過程Fig.9 The dynamic response process when Vin=AC230V

下表是本系統與Cirrus Logic公司的CS1601芯片產品之間，在輸出功率切換時的瞬態響應數據對比。在選取的3組對比數據中，本設計的PFC系統只在Vin=AC130V時響應時間和過沖電壓值稍遜于CS1601。而在其他兩個輸入電壓下，瞬態響應性能都要優于CS1601。

圖8和圖9分別為輸入電壓Vin=AC130V和AC230V時，輸出功率Pout在20W和120W之間切換的瞬態響應波形。可以看出在同樣的切換條件下，輸入電壓較低的時候瞬態響應時間較長，且電壓過/欠沖值較大。

表 輸出功率變化時的瞬態響應Tab. Dynamic response with output power changing

5 結論

本文完成一款具有快速動態響應的單相Boost型PFC數字控制芯片的設計，主要解決兩個方面的問題：首先對輸入電流進行校正，使其變為與輸入電網電壓同相位的正弦波，得到全載下的高功率因數；并在此基礎上提高系統動態性能，通過分段自適應控制以及基于模式控制的啟動策略，使得系統具有快速動態響應以及低的啟動電流尖峰。通過FPGA進行實物驗證的測試結果表明所設計的系統達到了設計指標。

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