TD－LTE下行信道估計的DSP實現

張德民，徐雯雯，李小文

(重慶郵電大學通信學院，重慶400065)

在移動通信系統中，信號經過無線信道傳播會經歷隨機衰落，在接收端要想恢復出發送信號就必須對接收到的信號進行必要的補償，這就要借助信道估計來得到信道狀態信息。因此，有效的信道估計技術是提高無線通信性能最重要的因素之一［1］。當前，LTE幾乎已經標準化，且正在商業化。TD－LTE基帶處理單元的開發不僅是信道估計算法實現的基礎，更重要的是，它的成功開發能夠讓設備商在激烈的市場份額爭奪中占據主動，適應通信潮流的發展［2］。

本文根據3GPP 36系列標準，介紹了LTE系統下行信道參考信號的產生過程及資源映射后的時頻位置，基于項目要求和硬件性能，給出了采用LS算法進行下行信道估計的DSP具體實現方案。

1 參考信號

在TD－LTE系統中，上行導頻信號是按照塊狀導頻結構進行映射的，下行導頻信號是按照離散導頻結構進行映射的，使其能夠更好地進行信道估計。LTE系統下行包括五種不同類型的參考符號:小區專用(Cell－specific)參考信號、用戶專用 (UE－specific)參考信號、多播單頻(MBSFN)參考信號、位置(Positioning)參考信號［3］和信道狀態指示(Channel State Indication，CSI)參考信號［4］。本文研究的是基于CSRS的信道估計，下面分別介紹小區參考信號的生成和資源映射。

1)偽隨機序列的生成

偽隨機序列定義為長度為31的Gold序列［3］。第2個m序列的初始值由來決定，其數值取決于序列的具體應用。CSRS的初始值定義為

式中:ns為時隙序號;l為OFDM符號序號;為小區標示號;NCP根據循環前綴類型取值為0或1。

2)參考信號序列rl，ns(m)的定義和生成

式中:c(i)從偽隨機序列中取值;為下行最大資源塊數目，值為110。

3)CSRS資源映射

參考信號rl，ns(m)將會按照如下方式資源映射到復值調制符號，作為時隙ns天線端口p上的參考符號，即

式中:k=6m+(v+vshift)mod6，m=0，1，…，2－1，m'=m+－;l的取值為

變量v和小區專用頻移vshift=mod6定義不同參考信號的頻域位置，其中V值由以下公式給出。

2 信道估計算法介紹

LTE下行鏈路的信道估計采用基于導頻的方法，其關鍵技術有:導頻設計，包括怎樣生成和插入導頻序列;信道估計算法，即怎樣獲得導頻位置信道沖激響應值;插值算法，即怎樣將獲取的導頻位置信道沖激響應值應用于整個OFDM系統。常用經典算法有最小二乘(Least Square，LS)和最小均方誤差 (Liner Minimum Mean－Square Error，MMSE)。MMSE是最佳信道估計算法，但需計算信道自相關矩陣，并需對一個大矩陣進行求逆運算，復雜度太高，考慮到DSP處理器的性能，本文選用LS算法作為信道估計算法來實現［5］。

LS算法不考慮噪聲，從最小二乘角度，代價函數為

式中:Xp為本地參考信道矩陣;Yp為接收到的參考信號矩陣，令=0則有

數據子載波處信道估計采用線性插值方法。OFDM系統信道估計存在二維問題，即信道需進行時頻二維估計。若同時進行二維估計，算法復雜度會較大，對估計器的要求較高。對此，一種簡單處理方法是先頻域后時域信道估計。若倒序會導致后面的OFDM符號解碼產生延時［6］。時域插值和頻域插值的表達式為

3 設計與實現

DSP是專門針對密集信號處理算法而設計的通用芯片，而且具有很好的可編程性。本文選用的是TI的TMS320C6455作為開發使用的DSP芯片。該芯片屬于高速定點DSP，最高時鐘頻率為1.2 GHz，而且每個時鐘周期可執行8條指令，實行高速運算［7］。

3.1 總體實現流程

以子幀為單位進行實現，假設不同子幀之間無相關性。本設計支持1T1R，1T2R，2T1R，2T2R和 4T4R情況。終端接收到一個子幀時，首先要從接收數據中取出參考信號，然后與本地參考信號進行除法就可以得到導頻處的信道估計值。要獲取數據位置處的信道估計值，需要分別對其進行頻域和時域的插值。一個子幀的信道估計實現流程如圖1所示。

圖1 信道估計實現總體流程圖

3.2 關鍵模塊的具體設計和實現

3.2.1 參考信號

由偽隨機序列的生成和初始值定義公式知，隨機序列中只有－1和+1兩種取值，則又由參考信號的生成公式則rl，ns(m)取值只能是 (±1/，±1/)。而這與LTE中QPSK調制得到的值相同，因此參考信號的生成可以轉化為直接對偽隨機序列進行QPSK調制。具體實現流程圖2所示。

圖2 小區參考信號的生成流程圖

為節省內存，提高效率，參考信號生成時，默認生成端口0和端口1上的CSRS，只有4天線時，才生成端口3和端口4的CSRS，且為后面取導頻數據方便，存入同一個數組的后面。另外，式(3)和傳統方法［8］處理都是按照110個RB生成長度為440的隨機序列，然后根據下行帶寬抽取所需長度的序列。以上處理，不僅增加內存占用，且增加了處理復雜度降低處理效率。基于以上問題，基于當前的下行帶寬控制偽隨機序列生成，QPSK調制模塊生成所需長度的CSRS。另外，此時不需要額外的選取數據操作。

在對解參考信號映射模塊進行DSP實現時，因為不同天線配置解參考信號映射差異比較大，因此對1T和2T、4T分別調用不同的解參考信號映射函數。1T和2T的情況下調用函數DeCSRS_1()，4T的情況下調用DeCSRS_2()。雖然不同天線配置其調用的函數是不同的，但是其實現思想是相同的。

解參考信號資源映射就是按照映射位置從各個端口接收數據中取出接收導頻數據。因為各天線端口的接收數據以行形式存放，這與映射公式二維性不同，所以實現的關鍵一步是計算導頻的位置。CSRS時頻映射位置如圖3所示。

圖3 小區專用參考信號映射圖(常規CP)

解參考信號資源映射的DSP實現流程如圖4所示。

式中:N_DL_symb表示下行一個時隙中符號數目，取值與CP類型有關;N_RB_sc為子載波個數，取值12;N_DL_RB為下行資源塊個數，由下行帶寬決定，最大為110;l為符號序號;k為子載波序號。

計算導頻位置的設計分為下面幾個方面:

1)簡化l和v計算。式(5)中v以分段函數形式給出，這需要多次條件判斷，計算復雜度高。DSP實現時，一次循環完成1個符號的解資源映射。觀察圖3，對每個符號，l和v的取值很明確，因此設計將其4個端口取值依次存表l_v_index={.char0，0，4，3，7，0，11，3，0，3，4，0，7，3，11，0，1，0，8，3，1，3，8，0}。

2)簡化導頻位置pointoffst計算。觀察圖3，相鄰CSRS間隔為6個子載波，傳統處理每次內循環利用式(9)來計算位置，需要多次乘法和加法，為簡化計算，每次只需利用l和v計算第一個CSRS位置，后面的只需要一次加法運算依次加6即可。

圖4 4T4R解參考信號資源映射的DSP實現流程圖

3)簡化跳直流操作。每個符號都計算直流位置，在2)基礎上，只需判斷找到第一個過直流的CSRS，進行加1，后面的依次加6即可。與傳統方法比，不需要對直流后面的每個CSRS執行加1操作。

3.2.2 解導頻處信道估計

式(8)只需一次除法運算，但對于定點處理的復數除法(a+bj)/(c+dj)，通常轉換為乘法(a+bj)(c+dj)H/(c+dj)(c+dj)H。由上分析知，CSRS的能量為1，則式(7)變為=。則

式(11)前兩項為實部，后兩項為虛部，結果用32 bit表示，分別放在高16位和低16位。

傳統的方法是分別從兩項中提取16 bit進行運算，這種方式，在數據比較小時會產生冗余符號位，降低了后面運算結果的精度。為解決這個問題，本文進行了歸一化操作。對于每次計算，找出4項中的最大值，最后找出所有值中的最大值，利用NORM指令計算冗余比特位數并進行相應的左移操作。

LS信道估計模塊DSP實現流程如圖5所示，其算法描述:

1)部分全局變量的提取和參數的計算，設外循環次數為3。同時進行4個接收天線端口估計，一次循環完成4個符號上的信道估計，因此外循環次數A1設置為12/4=3。設置內循環次數為N_DL_RB×2×2。

2)各端口對應的信道估計值存儲位置計算。內存開辟時，依次存放端口天線端口0、1、2和3的信道估計值。4個接收天線端口提取參考信號的偏移地址的計算對應本地生成CSRS起始地址的計算。

3)同時從4個接收天線端口提取CSRS，提取出本地生成的CSRS，進行復數相乘，得到32 bit的實部和虛部，并保留最大值，進行N_DL_RB×2×2次循環，即完成了2個符號上導頻的LS信道估計。

4)判斷外循環是否結束，為真則跳轉步驟5)，否則跳轉步驟2)。

5)根據最大值進行歸一化操作，完成信道估計。

圖5 4T4R情況信道估計模塊DSP實現的流程圖

3.2.3 解導頻處信道估計

時頻插值模塊思路類似，為提高運算效率，同樣設計了表格。以兩天線為例，插值符號存表{.char 0，4，4，7，7，11}，插值系數 1/6，2/6，3/6，4/6，5/6 進行Q15 量化后存表{.short5461，10922，16384，21845，27306}。因為此模塊比較簡單，具體設計在此不贅述。

4 性能分析

本文搭建的鏈路如圖6所示，對于信道估計模塊，分別在MATLAB中和DSP中實現，其他模塊均在MATLAB中進行［9］。調制方式是QPSK，單碼字處理。

圖6 下行仿真鏈路

用DSP處理信道估計模塊時，采用C寫控制流程，用匯編寫主要的處理模塊。采用帶寬為20 MHz，含有100個資源塊，1 200個子載波。4T4R時關鍵模塊cycle數如表1所示。

表1 關鍵模塊運行周期

本文采用的TMS320C6455芯片最高時鐘頻率為1.2 GHz，則一個子幀1ms內可運行周期為1.2×106。上面計算的關鍵模塊的運行周期約為3.5×105，所以可以滿足實時處理的需要。

圖7給出了MATLAB、DSP歸一化和DSP未歸一化處理在信噪比范圍0～20 dB的誤比特率曲線。由圖7可得，DSP處理時進行歸一化操作的性能明顯優于未進行歸一化的情況。因此，本文采用的歸一化操作明顯提高了計算精度。對比MATLAB和DSP歸一化時曲線可知，本文提出的DSP實現方案，定點處理性能接近于浮點處理時的情況。

圖7 誤比特率對比圖(截圖)

5 小結

本文介紹了CSRS序列產生過程和資源映后的時頻位置。考慮到實現復雜度和代價，給出了一種基于CSRS的下行信道估計DSP實現方案。對于CSRS序列生成，基于QPSK調制和偽隨機序列生成，提出了一種節約內存且提高效率的方案。另外，在CSRS位置信道估計模塊，給出了一種提高計算精度的具體實現方案。性能分析和BER對比結果表明，本文提出的實現方案，既能滿足實時處理的要求，又能提供較好的性能。該方案已經應用于射頻一致性測試系統開發中。

［1］沈嘉，索士強，全海洋.3GPP長期演進(LTE)技術原理與系統設計［M］.北京:人民郵電出版社，2008.

［2］衛文娟.SCM信道建模與LTE－OFDM信道估計技術研究［D］.武漢:武漢理工大學，2010.

［3］ 3GPPTS36.211，Evolved universal terrestrial radio access(E－UTRA);Physical channels and modulation.v9.0.0［S］.2009.

［4］ 3GPPTS 36.211，Evolved universal terrestrial radio access(E－UTRA);Physical channels and modulation.v10.4.0［S］.2011.

［5］李小文，潘迪.基于DSP的LTE－TDD上行信道估計實現［J］.重慶郵電大學學報:自然科學版，2010，22(1):14－18.

［6］牛慧瑩.TD－LTE系統信道估計技術研究［D］.西安:西安電子科技大學，2010.

［7］ TMS320C64x/C64x+DSPCPU and instruction set reference guide［EB/OL］.［2013－02－01］.http://wenku.baidu.com/link?url=wkdp0yynqFFrZ6itMFYIFzY3vTw4yETm1z0DJXV7GeHpUuqy7e1RN36h XU4fUQBEiVRlMjSL8xvcN4vmdN1CgrA9DXZg－3fLPnGAMPTEkG_.

［8］李小文，梁琳.TD－LTE下行信道估計的DSP實現［J］.電視技術，2011，35，(7):44－48.

［9］熊宇.LTE下行信道估計及 DSP實現［D］.北京:北京郵電大學，2012.