瞬時超寬帶接收機初探

張 君，胡 云，嚴 靜，曾德國

（1.中國航天科工集團8511研究所，江蘇 南京210007；2.北京航天長征飛行器研究所，北京100076）

0 引言

前些年由于受ADC 器件的模擬帶寬（最大在3GHz左右）的限制，單路數字信道化接收機的最大瞬時帶寬基本在1GHz左右，而雷達信號的瞬時帶寬達到了4GHz甚至更高，所以通常采用多路數字接收機并行工作，但這種并行體制會帶來大額的工程成本。近年來德國 Micram 公司出產了一款模擬帶寬20GHz、采樣率可達30GHz的6 位超高速ADC。美國Hittite公司也推出了一款模擬帶寬18GHz、采樣率可達26GHz的3位超高速ADC，器件的模擬帶寬已達常規雷達的頻率覆蓋范圍。因此，本文提出了單路瞬時4GHz處理帶寬的數字接收機，以完成2～18GHz雷達信號進行同時偵收的方案，該方案有效降低了瞬時超寬帶接收機成本，具有較高的實用價值。

1 瞬時超寬帶接收機發展概況

好的電子戰截獲接收機應具備靈活性、超寬帶、實時性等多種能力。現有的大量電子戰接收機在實現超寬帶偵察時都存在一些缺陷。晶體視頻接收機和瞬時測頻接收機在密集信號環境中不能有效工作［1］。線性調頻Z變換壓縮截獲搜集可以適應密集復雜的信號，但其設備量龐大，實現復雜。信道化接收機截獲概率高、靈敏度高、瞬時頻帶寬、動態范圍大、具有處理同時到達信號的能力，但隨著帶寬的增加，前端變頻組件要求復雜，瞬時帶寬加大要求AD 采樣率提高。針對大瞬時帶寬的實時偵察需求，產生了采用模擬信道化級聯數字信道化的偵察接收機模式［2］。而模擬接收機在瞬時動態、靈敏度方面均不如純數字接收機。

高速ADC及高速集成電路的發展使瞬時超寬帶純數字信道化接收機成為現實，如美國的SR 系列監視接收機的頻率范圍為20MHz～12GHz［3-4］。瞬時超寬帶純數字信道化接收機同時具備了靈活、寬瞬時帶寬及實時等各種優點，成為了超寬帶信號偵收的新寵。

2 瞬時超寬帶接收機架構設計

常規數字接收機的瞬時處理帶寬較窄，采樣率低。如果瞬時處理2～18G 的信號，則前端需大量的變頻及濾波組件，將帶來高額的硬件成本及設備冗余。而本文提出的超寬帶接收機，將簡化前端器件，利用高采樣率的超高速ADC完成瞬時超寬帶信號的偵收。

2.1 微波前端架構設計

對2～18GHz雷達信號進行瞬時偵收，擬采用4個單路瞬時4GHz數字信道化進行同時偵收，系統的偵收頻率劃分為2～6、6～10、10～14、14～18GHz共計4個頻段。微波接收機設計采用軟件無線電設計思路，不做變頻處理，只做簡單的放大及抗混疊濾波處理。接收天線可以分2～6、6～18GHz兩大段，也可以2～18GHz全頻段接收，放大鏈路的低噪放增益分配10dB左右，以保證鏈路較高的噪聲系數及大的線性動態為宜，中間級放大器的增益分配要結合整個接收系統的指標進行優化，通過逐級放大濾波的方式達到最佳動態，各子頻段通過隔離放大、濾波的方式提高抗混疊抑制，帶內增益波動可以通過插入均衡器調節。微波接收機組成框圖如圖1所示。

圖1 兩種微波接收機組成框圖

從圖1可看出，相比傳統的微波接收機，瞬時超寬帶接收機由于不需要進行變頻，已經不需要寬帶頻蹤、變頻模塊。通過使用均衡器調節瞬時4GHz帶內微波系統的不平坦度，且用于彌補ADC 器件本身頻率響應及數字部分布線對不同頻率的幅度衰減，因此不同波段的均衡器需要根據系統測試情況進行分別調整，以保證ADC采集到的信號在4GHz帶寬內的幅度起伏控制在一定范圍內，才可具備一定的瞬時處理動態。采用6位ADC時系統瞬時動態范圍應在15dB左右，而采用3位ADC則系統瞬時動態范圍較少。

2.2 數字接收機架構設計

綜合考慮微波放大濾波器的抑制度及奈奎斯特采樣定理，數字接收機使用4個獨立的超高速ADC按照采樣率為13、11、9.6、13GHz分別對2～6、6～10、10～14、14～18GHz 4個頻段信號進行采樣處理。可以發現，在沒有變頻情況下，采樣信號分別位于第一、第二、第三、第三奈奎斯特區。

由于4個獨立通道的信號頻率位于不同奈奎斯特區，因此信號測頻頻率需進行轉換。對于2～6、6～10、10～14、14～18GHz通道信號而言，對應的射頻頻率分別為：

式中，f 為接收機估計出的中頻頻率，fs為采樣率。

使用Xilinx公司的V7系列FPGA 處理陣列進行數字信道化處理，形成的脈沖描述字由DSP處理陣列進行并行分選，以獲得全頻段范圍內多達100多個同時到達信號的處理能力，其組成框圖如圖2所示。

圖2 數字接收機組成框圖

3 瞬時超寬帶接收機數字信道化算法流程

瞬時超寬帶接收機數字信道化具體算法仍然沿用傳統數字信道化接收機的信道化分方式［5］，由于帶寬較大，信道數遠遠大于傳統數字信道化接收機，且全頻段內同時到達信號數量較大，因此，使用現在最新的V7系列FPGA 來完成每個子帶4GHz的寬帶數字信道化。

3.1 傳統數字信道化處理方式

采用Xilinx公司的最新V7 系列FPGA 來完成4GHz帶寬數字信道化。該設計使用多項濾波器組覆蓋整個頻段，針對有效子信道進行信號有無的粗檢測。如考慮瞬時4GHz內同時到達信號有40個，則需要對40個多信號同時處理，精測模塊對粗檢測有信號的信道進行后續處理，最終完成對瞬時40個信號進行同時處理并得到脈沖描述字。其處理框圖如圖3所示。

圖3 傳統數字信道化處理基本框圖

下面對各模塊功能及簡單參數設置進行分析：

1）多項濾波器組

對于多項濾波器組，合理的通道數目設置可有效提高系統的檢測靈敏度，對于本文提到的數字信道化模型按最高采樣率13GHz、最低脈寬500ns信號檢測要求設計。由于最小脈寬PW＝500ns信號對應的視頻脈寬fv為［6］：

當中頻帶寬為視頻帶寬10倍時，需要的檢測信噪比為10dB；當中頻帶寬增加一倍，需要的檢測信噪比增加1.5dB；而當中頻帶寬小于10倍視頻帶寬時，需要的檢測信噪比不變。因此設計的信道帶寬應小于等于10倍視頻帶寬，即20MHz。設計1024個子信道，信道交疊為4M，此時每個子信道帶寬BW 為：

此時，當前端噪聲系數為8dB 時，能達到的檢測靈敏度TSS為：

2）子信道信號檢測

信號檢測的門限由虛警概率及檢測概率決定。信道化信號檢測積累時長可定為500ns，噪聲經過積累后服從瑞利分布，一般要求虛警概率為10-12，對應的平均虛警時間（一般定義為不產生虛警的概率為p＝0.50時的時間間隔）為：

當整體虛警概率仍為10-12時，由瑞利分布門限計算公式確定信號檢測門限：

式中，m 表示瑞利分布的均值，σ2表示瑞利分布的方差，Pfa為對應的單點虛警概率。均值和方差可由大樣本采樣進行估計，實際工程中可采集一段噪聲數據后估計。

3）多信號同時處理與精檢測

在信道化給出粗測的PDW 信息后，可以根據此PDW 信息對信號進行精測，如頻率精測、到達時間精測等。工程中使用Rife算法對采樣所得中頻實信號進行頻率測量，測頻算法如下：

①對信號做N 點FFT 變換，取模后記為Sfft。

②找出向量Sfft前N／2內的最大值其幅度記為Ym，其位置記為Ind（從0開始），再比較最大值左右一個點的幅度大小，當左邊點的幅值大于右邊點的幅值時，左邊幅值記為Ys，測量頻率為：

式中，fs為采樣率。當右邊點的幅值大于左邊點時，右邊幅值記為Ys，測量頻率為：

同時，可使用Haar小波變換法對到達時間精測，具體算法流程如下：

假設離散信號表示為X（n），n＝1，…，N，其中N為采樣點數。其離散小波變換表示為：

式中，a為伸縮尺度，Ψ（·）為母小波函數，定義為：

通過檢測變換后Haar TX（a，n）的突變點，即可得到信號的到達時間。

4）脈沖描述字處理

對于具有精測結果的脈沖描述字，對其進行信道化編碼，以處理同一個信號分布在不同信道的情況。

根據前期某項目1GHz帶寬數字信道化模型的資源占用率分析，使用3片XC7V485T 芯片則可實現瞬時4GHz同時處理40個信號的功能。

3.2 信號跟蹤式數字信道化處理方式

傳統數字信道化處理方式的多項濾波器需覆蓋整個采樣頻段，有部分資源存在浪費的情況，而且如果需降低子信道的帶寬則其對FPGA 的資源需求更大，對瞬時處理帶寬的提高的適應性偏差。針對此情況，可探索采用信號跟蹤式數字信道化體制進行處理。

信號跟蹤式數字信道化采取區域能量判斷的方法預先判斷在哪個頻率范圍內存在疑似信號，后續則跟蹤該頻率區域的信號并進行檢測處理，其處理框圖如圖4所示。

圖4 信號跟蹤式數字信道化處理基本框圖

區域存在信號的粗判斷，可采用FFT 等處理方式對一定頻率范圍內是否有信號進行判斷。根據頻率范圍設定跟蹤濾波器進行有效信號的濾波處理，可以有效地降低數據速率、節約處理資源。如果4GHz內需要同時處理40個信號，則信號跟蹤處理的模塊需要并行的40個。由于框架體系為并行方式，可使用多個FPGA 處理陣列進行同時多信號的處理，實現方式更加靈活。當然，區域判斷的方法會否造成信號漏警概率的上升，還有待在后續的實現過程中進行進一步的研究和探索。

4 結束語

超高速ADC 的模擬輸入帶寬達到了18GHz以上，這為超寬帶接收機的工程實現提供了硬件支撐。高速PCB設計、FPGA 處理陣列和數字信道化體制上適應性修改，使得單路瞬時4GHz處理帶寬甚至更高的數字信道化的工程應用具備了技術基礎。但超高速ADC的數據采樣位數較低，工程應用的場合將受到一定限制。瞬時超寬帶接收機相比帶寬較窄的數字接收機和模擬信道化接收機，具有明顯的價格和技術優勢，有較為廣闊的應用前景。■

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