基于LLC諧振的150WLED驅動電源設計

高海生，雷 寶

（華東交通大學電氣與電子工程學院，江西南昌330013）

作為第4代固態照明技術代表的LED，正越來越受到人們的重視，它具有工作電壓低、壽命長、安全節能、啟動時間短、發光體接近點光源等眾多優點，被公認為是未來最佳的光源，所以開發高效、節能、安全、高功率等級的LED驅動電源已成為一個重要的課題［1］。現代開關電源發展的一個方向就是高頻化，實現高頻化的關鍵就是軟開關技術，LLC諧振變換器是常用的一種軟開關技術，它是在傳統的串、并聯諧振變換器上增加一種諧振原件后構成的。因此，相對于普通串、并聯諧振變換器，它在性能上有了明顯改善。它不僅能實現原邊側主開關管ZVS開通，還可實現副邊側整流管ZCS關斷，且具有開關管與整流管電壓應力低、開關損耗低、開關頻率高、整流管無反向恢復損耗、允許輸入電壓范圍寬、效率高、方便使用磁集成技術、功率密度大等優點［2］。所以LLC諧振變換器在LED驅動電源中的應用有著很深遠的研究意義。

設計電路采取PLC+LLC半橋的兩級變換方案，大大降低了前后兩級開關管的損耗，相對采用三級機構的驅動電源，效率也有明顯改善。電源結構框圖如圖1所示：

圖1 電源結構框圖Fig1 Power block diagram

1 LLC電路原理介紹

半橋LLC諧振變換器電路圖如圖2所示，Q1，Q2為功率MOS管，兩者交替導通，占空比為50%，產生一方波電壓，作為諧振回路的輸入。Ds1，Ds2分別為其體二極管，C1，C2分別為其寄生電容。Cr，Lr，Lm組成諧振回路，Cr還起著隔直電容的作用。D1，D2組成副邊整流電路，輸出電壓經Co濾波后，提供給負載。

LLC諧振變換器有兩個諧振頻率，當副邊整流二極管導通時，Lm被變壓器副邊電壓鉗位，只有Lr與Cr參與諧振，諧振頻率為fr；當副邊整流二極管截止時，變壓器不向次邊傳遞能量，Lr，Lm與Cr共同參與諧振，諧振頻率為fm。fr，fm分別如下：

對LLC諧振變換器可以作如下等效電路，如圖3所示，Vm是正負半周對稱的方波電壓，

Re是次邊折算至原邊的等效電阻，輸入阻抗Zin為

圖2 LLC諧振變換器電路圖Fig.2 LLC resonant converter circuit

其中：ω=2πf。

變換器的電壓增益Mdc為

圖3 LLC諧振變換器等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of LLC resonant converter

其中：fn=f/fr，λ=，Q=。

折算到初級的等效負載阻抗Zac為

其中：Ro為輸出電阻，n為變壓器匝比。

2 LLC特性分析

2.1 LLC諧振變換器fm ＜f ＜fr 時的阻抗特性分析

LLC變換器開關管在fm＜f＜fr和f＜fr兩種頻率條件下，開關管均可實現ZVS，降低了管子導通和關斷期間的交越損耗。當fm＜f＜fr時，副邊整流二極管上電流斷續，管子可以實現ZCS，消除了二極管反向恢復電流引起的反向恢復損耗。但當f＜fr時，副邊整流二極管上電流連續，不能實現ZCS，會引起恢復損耗的產生，且此時并聯諧振電感Lm被方波電壓箝位，不能參與諧振，工作性能不如在fm＜f＜fr下好。所以把工作頻率設計在fm與fr之間，不僅可以使功率開關管實現ZVS，還可以使次級整流二極管實現ZCS，有效降低了二極管和開關管的交越損耗，提高了系統的整體效率。

下面對LLC諧振變換器在fm＜f＜fr下的工作特性進行分析：

第1 階段：t0-t2時刻，如圖4（a）所示，開關管Q1導通，諧振電流iLr開始以正弦方式增長，由負變正，Lm線性充電，諧振電流iLr大于勵磁電流iLm，其差值通過副邊整流后傳遞到負載。二次側整流二極管D1導通，變壓器被輸出電壓箝位，Lr和Cr參與諧振，Lm不參與諧振。

第2階段：t2-t3時刻，如圖4（b）所示，t2時刻諧振電流iLr等于勵磁電流iLm，Lm參與諧振，LLC諧振網絡開始工作，變壓器原邊、副邊斷開，整流管D1關斷，由輸出濾波電容CO向負載供電。

第3階段：t3-t4時刻，如圖4（c）所示，Q1關斷，Q2未開通，進入死區時間。諧振電流iLr對Q1的結電容C1充電，Lr、Cr、Lm同時參與諧振，Q2的結電容C2開始放電，為Q2的ZVS開通創造條件。

第4階段：t4-t5時刻，如圖4（d）所示，諧振電流iLr流過Ds2，t4時刻Q2實現0電壓開通，進入下半個開關周期，工作原理與此類似，這里不再詳述［4］。

LLC諧振變換器的4個工作階段電路原理圖及主要波形分別如圖4，圖5所示：

圖4 LLC諧振變換器各階段電路圖Fig.4 Circuit diagram of LLC resonant converter at each stage

2.2 LLC諧振變換器變化參數對直流增益的影響

由式（2）可以看出，諧振變換器的直流增益是一個關于λ和Q的復合函數，下面對諧振變換器參數變化對直流增益產生的影響進行分析。

固定變壓器的匝比n和電感系數λ，通過變化Q可得LLC 諧振變換器直流增益曲線如圖6（a）所示。由圖可以看出，每條曲線的增益都是隨頻率先增加，達到峰值增益之后開始隨之減小，峰值增益隨Q值的增加而減小，但每條曲線均通過f=fr點處，此時變換器的增益是相等的，其特性基本與負載無關。

圖5 LLC諧振變換器主要波形圖Fig.5 Main waveform diagram of LLC resonant converter

圖6（a）曲線中的拐點頻率是Lm參與諧振的頻率，開關管工作頻率f必須大于拐點頻率，諧振網絡才呈感性，此時開關管在整個周期內均能實現ZVS。另外Q越小，拐點頻率就越小，變換器的工作頻率范圍就會變寬，不利于控制開關管的損耗和磁性元件的工作。變換器所需最大直流增益是在負載為滿載且輸入電壓最低時，這樣變換器在輕載和高輸入電壓時直流增益同樣滿足要求。故Q值的選取原則是，在滿足最底輸入電壓且滿載的直流增益時，盡可能選取大的Q值［6］。

圖6（b）為固定變壓器匝比n和品質因素Q，變化λ時得到的曲線增益圖。由圖可知，隨著λ的減小，直流增益曲線幅值也減小，當輸入電壓在低壓端時，將無法得到目標電壓。同吋λ值過小，曲線的拐點頻率將減小，變換器開關的頻率范圍變大，將會給變壓器的設計和驅動芯片的選取帶來困難。但是，若λ值過大，雖提高了直流增益，卻減小了諧振電感Lm，在同樣的負載能力下，Lm減小會使循環電流增大，進而導致電路損耗的增加。同時過大的λ值還會使得很小的開關頻率變化引起直流增益的陡增或陡降，這對變換器的環路控制和電路的穩定性很不利［7］。故電感系數λ的選擇需在損耗和增益之間作一個折中的選擇，此處λ值取0.17。

圖6 Q變化時的增益曲線Fig.6 The gain curve

3 參數設計

3.1 LLC電路部分

該部分電路工作情況為：輸入電壓Uin=390 V，考慮到負載突變等因素，Uin有10%～15%的波動，輸出電壓Uo=25 V，輸出電流Io=6 A，整流二極管壓降為UF=0.7 V，預設高壓輸入狀態下效率Eff為0.92，諧振頻率fr=100 kHz，考慮到次級漏感的影響，在諧振頻率點變換器的增益一般在1.1～1.2之間，此處取諧振點處的增益為Mft=1.15［8］。

變壓器實際匝比n為

確定了電感系數λ、匝比n，可根據增益變化曲線取Q值為0.3，由式（3）得等效負載阻抗Zac為

則輸出阻抗Zo為

諧振電容Cr為

同時，諧振電感Lr和激磁電感Lm分別為

變壓器選用ER35骨架，變壓器初級繞組的最少匝數為54圈，根據變壓器的匝比，取次級17 圈。LLC控制芯片采用飛兆半導體的FSFR2100［9］，該芯片內部集成有兩個耐壓600 V的功率開關管，而且該芯片外圍電路簡單，在100 kHz 的工作頻率、150 W 的輸出功率下無需外加散熱片，在實際應用中有著明顯的優勢。

3.2 PFC電路部分

本文采用以Boost 為主拓撲并工作在BCM 模式下的有源功率因數校正電路。選用ST 公司推出的L6562A作為控制芯片，功率因數校正電路的設計指標如表1.

表1 PFC電路設計指標Tab.1 PFC circuit design specifications

由公式L=可知電感L=230 μH。

輸入濾波電容為

其中：r=0.2 是輸人電壓紋波系數。

輸出濾波電容為

根據Ap法選擇PC40EI30作為磁芯，同時應考慮鐵損與銅損的平衡，因為峰值電流是有效值電流的2.8倍左右，鐵損就成為主要損耗。因此選用的磁芯應是Ac較大而磁路較短的寬且扁的磁芯，適當增加電感匝數的同時開氣隙，來降低ΔB，減小鐵損［5］。

4 結果

根據上述討論和設計結果，制作了實驗樣機，樣機在全負載范圍內實現了原邊MOSFET管的ZVS，開關管的關斷損耗也非常小。同時，副邊整流二極管也實現了ZCS，二極管關斷時沒有電壓過沖，也不存在PWM 中整流二極管普遍存在的方向恢復電流的問題，因此二極管的耐壓降低，并且開關損耗也大大降低了。輸入電壓變化時，相應的功率因數PF，總諧波失真THD，以及效率η測試結果如表2。可以看出整機的工作效率都在88%上，且PF值都在0.98 以上，完全達到設計指標。

表2 全電壓范圍內測試結果Tab2 Test results of The full voltage range

5 結論

設計了PLC+LLC半橋的兩級級聯LED驅動電源，大大降低了開關管的損耗，通過實驗證明，在全電壓范圍內有很高的工作效率，表明設計方案合理可行。

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