適用于DCS1800/PCS1900的手持設備射頻前端低噪聲放大器設計

摘 要：根據(jù)DCS1800和PCS1900的系統(tǒng)指標要求，采用全差分源級退化電感和共源共柵結構設計了一款適用于DCS1800/PCS1900雙頻手持設備的低噪聲放大器電路并實現(xiàn)了高增益、低增益和旁路三種工作模式。電路采用TSMC 0.18μm CMOS工藝設計，仿真結果表明：在雙頻模式下，該低噪聲放大器電路的最大電壓增益分別是20.3dB和20.9dB，最小噪聲系數(shù)分別是1.6dB和1.63dB，在1.8V電源電壓下電流為5.5mA。

關鍵詞：低噪聲放大器；共源共柵；噪聲系數(shù)

中圖分類號：TN752 文獻標識碼：A 文章編號：1674-7712 （2014） 14-0000-02

當前，無線通信技術迅猛發(fā)展，終端產品市場上GSM、CDMA、GPS及Bluetooth等多種無線通信標準并存，但GSM仍然是占有市場份額最大的無線通訊制式，全球有超過200個國家和地區(qū)超過10億人正在使用著GSM制式的移動電話[1-2]。目前GSM頻段除了包括大家所熟知的GSM850/GSM900外，還包括DCS1800/PCS1900，其中DCS1800主要在歐洲、亞洲等地區(qū)使用，而PCS1900主要在美洲等地區(qū)使用。

作為射頻接收前端的第一個模塊，低噪聲放大器不僅要具有較寬的接收信號動態(tài)范圍，而且它的噪聲系數(shù)決定了整個接收系統(tǒng)的噪聲基底。同時低噪聲放大器的增益也不能太高，否則對后續(xù)信號處理的混頻器線性提出苛刻而難以達到的要求。另外，較寬的輸入動態(tài)范圍也需要低噪聲放大器具有足夠高的線性，避免在強干擾信號情況下，放大器出現(xiàn)增益壓縮、減敏、互調等非線性行為。

本文的目的是為GSM高頻段手持式設備射頻芯片設計一款實用的低噪聲放大器電路，采用高、低和旁路三種增益模式完成對不同強度的射頻信號的放大，同時完成對頻帶的選擇以及工藝偏差的調節(jié)，最終達到系統(tǒng)對性能和頻率覆蓋的要求。

一、結構選擇

低噪聲放大器的噪聲必須盡可能低。因此，對低噪聲放大器電路主體結構的實現(xiàn)不用像其他射頻電路結構那樣復雜，一般單個晶體管即可滿足對信號的放大功能。常見的放大器基本結構有共源、共漏和共源共柵三種結構[3]。

在三種基本結構中，共源結構具有低功耗特性，而共源共柵結構則因為能夠減小共源結構的密勒效應而被人們作為設計的首選。然后在源級串聯(lián)一個電感來調節(jié)實現(xiàn)輸入級的功率匹配，這樣的好處是不會引入額外的噪聲。另外，單端放大器對接地的寄生電感非常靈敏，這樣在設計和制造時就會因為偏差而使得性能受到限制；而差分放大器利用尾電流虛地，降低了對寄生電感的靈敏度，采用源級退化電感來調節(jié)等效的輸入電阻，還能夠抑制共模噪聲。綜合上述優(yōu)缺點，本次設計采用全差分源級退化電感的共源共柵結構。

由于低噪聲放大器接收信號動態(tài)范圍較大，為了避免混頻器線性飽和，低噪聲放大器的增益要可變；同時為了補償工藝、溫度和電源電壓變化所帶來的影響，低噪聲放大器應該具有自動補償調節(jié)的功能。

二、電路設計

根據(jù)輸入信號的大小，低噪聲放大器要實現(xiàn)可變增益控制以滿足混頻器的輸入要求，分別為高增益、低增益和旁路三種模式。若接收到的信號很低，通過高增益模式把其放大；當信號非常大時，通過旁路模式將電路旁路，信號直接進入混頻器；當信號處于中間水平時，通過低增益模式進行適當放大給混頻器。負載LC諧振回路槽的電容以開關電容陣列實現(xiàn)，完成頻帶選擇、工藝偏差的調節(jié)。兩頻帶通過開關切換到所需工作頻帶。

對于DCS1800和PCS1900來說，除了工作頻率不同及器件稍有不同之外，其電路結構與工作原理完全一樣。因此，僅以PCS1900來闡述低噪聲放大器的電路結構及器件選擇。

（一）核心單元

低噪聲放大器的基本內核就是對輸入信號進行放大的部分，這里包括高、低和旁路三種增益模式，如圖1所示。

晶體管M0～M7、電感L0～L1及LC tank構成了差分結構的高低增益模式結構，而M8～M9及C0～C1實現(xiàn)信號的旁路。源于差分結構的對稱性，這里以單邊支路來闡述其工作原理。當highgain控制端為高電平，lowgain與bypass控制端為低電平時，晶體管M9與M7關斷，M5與M3導通，電路工作在高增益模式；當lowgain為高電平，highgain與bypass為低電平時，晶體管M9與M3關斷，M5與M7導通，電路工作在低增益模式；當bypass為高電平，lowgain與highgain為低電平時，同時偏置電流源關斷，晶體管M3、M5與M7關斷，M9導通，電路工作在旁路模式。由此可以看到，通過控制流過負載的電路達到改變增益的目的。

從輸入端與輸出端來看，無論高增益還是低增益，輸入阻抗理論上沒有變化，輸出端負載包括寄生在內的差別僅在于分別看到的是M3管導通或關斷時的漏級寄生電容，而且導通和關斷時的寄生電容差別也非常小，所以高增益和低增益對外部輸入匹配網絡與輸出寄生電容來說是幾乎一樣。因此，對于以圖1為核心的低噪聲放大器，輸入匹配與輸出調頻對高增益還是低增益都是比較好滿足的，但是對于旁路模式，其結構與工作狀態(tài)完全不同于高低增益時的情況。因此，需要著重考慮開關管M9和耦合電容C1的值，以滿足旁路模式的要求。

（二）開關電容負載

圖2是開關電容負載，用來實現(xiàn)工藝角補償。對電感來說，其上的壓降V=Ldi/dt；對于電容，其上的壓降V=∫idt/C。因此，電感值越大，增益越高，電容的可調節(jié)范圍就變小，版圖面積也會變大。所以在滿足增益的基礎上盡量減小電感值，應以減小電感所占據(jù)的版圖面積及增大電容的可調節(jié)范圍為主要優(yōu)化目標。同時選取射頻電容來減小對襯底的耦合損耗。

（三）偏置控制部分

偏置控制部分包括頻帶選擇、增益選擇、工藝角補償?shù)倪壿嬁刂撇糠忠约捌秒娏鞯目刂撇糠帧＿壿嬰娐分饕峭ㄟ^譯碼電路邏輯實現(xiàn)的；所有的數(shù)字控制信號都通過從數(shù)字電源電壓轉到模擬電源電壓，即經過兩級反相器，再送到對應的開關管的輸入，控制相關的數(shù)字控制。偏置電流部分采用MOS基準實現(xiàn)，用來補償溫度變化帶來的影響。表1給出了數(shù)字邏輯控制的關系。

（四）外部輸入匹配網絡

匹配網絡是一個阻抗變換網絡，使得天線接收到的功率盡可能多地被低噪聲放大器接收到。同時，它對低噪放也存在一個最優(yōu)噪聲匹配。

這里由于DCS1800和PCS1900頻段不一樣，故需要分別做匹配電路，不過差別也只是工作頻率，因此外部匹配網絡的結構可以選擇相同。我們選用L型匹配網絡。這里同時考慮了封裝寄生電容和鍵合線電感的影響。對于DCS1800頻段，匹配網絡中元件參數(shù)為：Lg=6.4nH，Lp=8.5nH，Cb=8pF。對于PCS1900頻段，Lg=5.8nH，Lp=7.7nH，Cb=8pF。

三、仿真分析

整個低噪聲放大器設計采用TSMC 0.18μm 1P5M的CMOS工藝實現(xiàn)。利用Cadence公司的SpectreRF仿真工具對整個低噪聲放大器電路的噪聲系數(shù)，電壓增益，輸入匹配和穩(wěn)定性等參數(shù)進行了仿真分析。

四、結束語

根據(jù)DCS1800和PCS1900系統(tǒng)的指標要求，采用全差分源級退化電感和共源共柵結構設計了一款手持式設備的低噪聲放大器電路，通過數(shù)控方式實現(xiàn)了高、低增益和旁路模式和頻段選擇。仿真結果表明，該低噪聲放大器在DCS1800和PCS1900頻段中，電壓增益最大可以達到20.3dB和20.9dB，噪聲系數(shù)最小可以降到1.6dB和1.63dB，完全適用于全集成的DCS1800/PCS1900手持式設備中。

參考文獻：

[1]3GPP TS 05.10 V8.12.0 （2003-08）.Digital cellular telecommunications system（Phase 2+）；Radio subsystem synchronization （Release 1999）.

[2]周建明，陳向東，徐洪波.1.9GHz 0.18μm CMOS低噪聲放大器的設計[J].通信技術，2010（08）：76-78.

[3]畢查德·拉扎維.模擬CMOS集成電路設計[M].西安：西安交通大學出版社，2003.

[作者簡介]陳勖（1977.12-），男，湖南人，博士，工程師，研究方向：電路與系統(tǒng)；房麗娜（1977.11-），女，吉林人，博士，講師，研究方向：系統(tǒng)工程。