高速電動機供電系統諧波抑制方法的研究

崔 紅，王鳳翔

(1.遼寧省交通高等專科學校，沈陽110122;2.沈陽工業大學，沈陽110870)

0 引 言

高速電動機以其功率密度大、體積小、節能等優點在高性能機械中應用越來越廣，如高速磨床、高速離心壓縮機等。高速電動機轉速可達每分鐘數萬轉甚至數十萬轉，繞組電流頻率較高。由于高頻高速的特點及其驅動變頻器存在的諧波，由此帶來的高速電機供電系統諧波大的問題越來越嚴重。

高速電動機通常由高頻PWM 逆變器驅動。由PWM 逆變器產生的諧波電流和諧波電壓將引起高速電機的附加損耗，導致電機轉子溫升增加、電機效率下降，還會增加電機的振動和噪聲［1－2］。受PWM逆變器功率器件開關頻率的限制，高頻PWM 逆變器與低頻PWM 逆變器相比，諧波電流階次低，幅值大。諧波頻率接近于基波的頻率，因此抑制高速電動機供電系統的諧波電流比較困難。

本文通過對高速電動機采用PWM 變頻器時產生的諧波電流的不同抑制方法比較，研究了兩種有效的諧波電流抑制方法即二階RLC 和三階LCL 復合濾波器，這兩種方法可以在較寬的頻帶范圍內，使高速電動機供電系統的諧波電流顯著減小，而基波電流損失很少。

1 采用通用PWM 變頻器時諧波抑制的常用方法

高速電動機變頻系統的方框圖如圖1 所示。通過在變頻器的整流橋與濾波電容之間的直流側加直流電抗器可以在一定程度上減小高速電動機供電系統的電流和電壓中的諧波成分，改善變頻器的功率因數，還可以起到限制逆變側短路電流的作用。

圖1 高速電動機變頻系統的方框圖

高速電動機供電系統常用的諧波抑制方法是在PWM 變頻器的輸出側裝設無源濾波器。如采用LC濾波器來抑制電機供電系統的電流諧波［3－4］。

LC 濾波器結構如圖2 所示。

圖2 變頻器輸出端LC 濾波器的結構圖

對于LC 濾波器的設計首先要考慮濾波器的截止頻率。LC 濾波器的截止頻率選擇如下［5］:

本研究以被控對象為PN=10 kW，UN=220 V，nN=12 000 r/min，fN=200 Hz 的高速永磁電動機為例，在使用臺達VFD750B 型號變頻器時對圖1 的高速電動機變頻系統進行了濾波器參數設計，變頻器的輸出電壓Uo=380 V，容量為75 kVA，輸出基波頻率=200 Hz，載波頻率=6 kHz，選取截止頻率fL=2 kHz。輸出側選取的濾波器L=0.6 mH，C=10 μF。

采用MATLAB 軟件對高速電動機變頻系統在未加和加LC 濾波器的情況下分別進行了仿真研究，其中圖3 為變頻器輸出端未加濾波器時的仿真電流波形及電流諧波分析，圖4為在變頻器輸出端加LC 濾波器，電感L=0.6 mH 和電容C=10 μF 時的仿真電流波形及電流諧波分析。

圖3 未加濾波器時仿真電流及諧波分析

圖4 加LC 濾波器時仿真電流及諧波分析

在上述2 種情況下，在整流器和逆變器之間的直流側采用兩個2 200 μF/450 V 的電容相串聯，并在兩個電容旁各并聯了一個51 kΩ/4 W 的均壓電阻。

從圖3 可以看出，在變頻器輸出端未加濾波器時，高速電動機供電系統的電流諧波非常大，總諧波畸變率(THD)為30.79%，基波電流幅值為2.3 A。從圖4 可以看出，在變頻器輸出端加LC 濾波器后，THD為4.33%。

圖5、圖6 為采用通用變頻器，在變頻器輸出端未加和加LC 濾波器時，高速電動機供電系統的實驗電流波形及諧波分析。

圖5 未加濾波器時的實驗電流波形及諧波分析

圖6 加LC 濾波器時的實驗電流波形及諧波分析

從實驗結果可以看出，采用定值LC 濾波器對于高速電動機供電系統的電流諧波有一定抑制效果。

2 諧波抑制的有效方法——加裝RLC 和LCL濾波器

2.1 在變頻器的輸出側加裝RLC 二階低通濾波器

由于受變頻器的載波頻率的限制，對于高頻PWM 逆變器來說，濾波器的截止頻率與基波相比較低。由于需要的電感和電容值較大，所以濾波器的成本將增加。因此在設計濾波器時要綜合考慮總諧波畸變率、基波壓降以及濾波器的成本等方面。

圖7 變頻器輸出端RLC 二階低通濾波器的結構圖

變頻器輸出端RLC 二階低通濾波器的結構圖如圖7 所示。對于圖7 的RLC 二階低通濾波器，根據單相等效電路，RLC 濾波器的濾波特性可近似表示:

濾波器元件參數選擇除了需要考慮上述衰減的要求，還需考慮下述方面:

(1)截止頻率

截止頻率選為載波頻率的1/10 以下，截止頻率還應高于基波頻率的十倍以上，要根據要求折中調整。

(2)濾波電感

一般要求電感上的基波壓降不應超過3% ～5%。電感值的選擇應使諧波電流的有效值不能超過逆變器電流容量的10% ～20%，否則逆變器可能會由于諧波電流過大從而進入保護狀態［6］。

(3)濾波電容

選擇電容值時要依據如下的兩個條件:一是流經電容支路的基波電流有效值在空載時不應超過逆變器電流輸出容量的10%。二是電容和電感值還受截止頻率的限制。

(4)電阻的選擇

電阻的取值應使電容支路的諧振電流限制在允許的范圍內，即電容支路的電流不應超過逆變器額定電流的20%。

同樣以上述的高速電動機為被控對象，根據上述參數選擇的原則選取RLC 濾波器的參數:L =0.6 mH，R=1 Ω，C=35 μF。

加裝二階RLC 濾波器之后高速電動機供電系統的仿真和實驗電流波形以及諧波分析分別如圖8、圖9 所示。

圖8 加二階RLC 濾波器時的仿真電流及諧波分析

圖9 加二階RLC 濾波器時的實驗電流及諧波分析

從圖8、圖9 中可以看出，與前述的濾波方法相比，在變頻器輸出端加裝二階RLC 濾波器之后，高速電動機供電系統的電流諧波抑制效果更好一些。

2.2 在變頻器的輸出側加裝LCL 三階低通濾波器

若要減小高速電動機供電系統的電流諧波，還可以采用在逆變器輸出端加裝如圖10 所示的三階LCL 濾波器。

圖10 變頻器輸出端LCL 三階濾波器的結構圖

LCL 濾波器的作用是向電機供電系統注入一個與諧波電流大小相等、方向相反的補償電流，以消除諧波。電機的供電電流Ig可表示:

式中:Xc，Rc分別為容抗和阻尼電阻;Rg，R 為電感的寄生電阻;XLg為變頻器側阻抗。為了使高頻電流分量盡量從電容支路流過，以達到較好的濾波效果，在設計中必須保證Xc相對XLg足夠小。

圖10 中，Rc的作用是提高系統的穩定性，避免系統諧振，但是也會帶來線路損耗的問題，選擇時應選用無感功率電阻。電感L 的作用是將變頻器輸出的電壓轉化為補償電流，而L 上的電流I 由阻抗XL和XLgC(為電容C 支路和Lg支路的并聯阻抗)決定。由于引入了電容和Lg的并聯支路，所以串聯阻抗增大了，而I 卻減小了，但并不會減小過多(因為XLgC的限制)。

為了使電流中的高頻分量盡可能從電容C 支路流過，選擇濾波器的參數時要使XC?XLg。這可以通過增加C 的電容量或者增加Lg的電感量來實現。但是增加電容量會使電容支路對基波的阻抗減小，使變頻器的輸出電流增加。同時還應注意增大電感量也會帶來損耗大、成本高、體積大等缺點，因此在參數選擇時要綜合考慮。

變頻器側電感可以利用歸一化方法來設計［7］。歸一化方法是指截止頻率為1/(2π)Hz，特征阻抗為1 Ω 的低通濾波器為基準。濾波器的電感參數可以通過式(4)估算，再結合前面的分析來確定電容C和電感Lg的參數。

根據上述的濾波器電感的計算方法，截止頻率fL選取在2 kHz 處，濾波器的特征阻抗選取為4.6 Ω，可得，L=0.37 mH。

以上述的高速電動機為被控對象，結合濾波器各參數的分析以及參數的變化對諧波抑制效果的影響，通過仿真分析對各參數作適當的調整，即可得到濾波器的優化參數。三階LCL 濾波器的參數選擇:Lg=0.23 mH，Rg=0.01 Ω，L =0.37 mH，R =0.03 Ω，Rc=0.4 Ω，C=35μF 時，高速電動機供電系統的仿真和實驗電流波形以及諧波分析分別如圖11－圖12 所示。

圖11 加三階LCL 濾波器時的仿真電流及諧波分析

圖12 加三階LCL 濾波器時的實驗電流及諧波分析

從圖11、圖12 中可知，與二階RLC 濾波器相比，在變頻器輸出側加裝三階LCL 濾波器后，高速電動機供電系統的諧波電流可以進一步減小，而基波電流削弱得很少。

圖13 為上述高速電動機在加不同濾波器時線電壓基波壓降的實驗結果比較圖。圖14 為上述高速電動機在加不同濾波器時電壓諧波抑制的實驗結果比較圖。

圖13 高速電動機加不同濾波器的基波壓降比較

圖14 高速電動機加不同濾波器的電壓諧波抑制比較

圖13 和圖14 中1 為未加濾波器;2 為加LC 濾波器;3 為加二階RLC 濾波器;4 為加三階LCL 濾波器。從圖13 和圖14 中可以看出，在加二階RLC 或三階LCL 濾波器之后諧波抑制效果明顯提高。

3 結 語

通過對高速電動機供電系統的仿真和實驗研究可知:

(1)在采用通用PWM 變頻器時，在不加任何濾波器的情況下，高速電動機供電系統的電流諧波比較大。

(2)在變頻器輸出側加LC 濾波器后，抑制高速電動機供電系統諧波的效果比較明顯。

(3)在采用通用PWM 變頻器時，抑制高速電動機供電系統電流諧波更有效的方法是在變頻器的輸出端加二階RLC 或三階LCL 復合濾波器。可以在較寬的頻帶范圍內，使高速電動機供電系統的電流諧波減小顯著。對于PN=10 kW，nN=12 000 r/min的高速電動機，電流總諧波畸變率小于6%，基波電流損失小于1%，而電壓總諧波畸變率小于10%，基波電壓損失小于2%，都在允許的范圍內。

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