Ku波段高功率TM 0n－TM 01混合模式轉換器設計*

彭升人，袁成衛(wèi)，舒 挺，張 強，武大鵬

(國防科技大學光電科學與工程學院，湖南長沙 410073)

近年來國內高功率微波(High Power Microwave，HPM)技術已取得重要進展［1］，在 L、S、C、X等波段所研制的多種HPM源的技術指標已達到了國際先進甚至領先水平［2－4］。隨著HPM源向更高頻段發(fā)展，為提高HPM源的輸出功率，通常采用較大過模比的慢波結構來降低慢波結構表面處的場強。此時，在確保微波源較高能量轉換效率的條件下，很難同時保證其輸出微波模式的純度，其輸出一般為TM0n的混合模式，尤其是Ku、Ka等波段。而HPM發(fā)射天線則要求單一微波模式的注入，以提高天線的能量輻射效率和對目標的打擊效果。綜合以上因素，研制此類高頻段、高能量效率、輸出模式單一的HPM源就存在相當大的難度。針對這一研究現狀，提出了一種結構緊湊的TM0n－TM01(n≤3)混合模式轉換器的設計方法。

1 模式轉換器總體設計

基于文獻［5］公開發(fā)表的Ku波段速調型相對論返波管的研究成果，針對其輸出TM0n混合模式的特點，論述該混合模式轉換器的設計方法。該返波管的模擬研究表明:在工作頻點為12.3GHz，工作電壓400kV，束流12kA，外加導引磁場0．48T的條件下，輸出微波功率2GW，能量轉換效率達到42%，輸出模式為混合 TM01，TM02和 TM03模式，功率占比分別為27．8%，69．3%，2.9%。為提高器件的功率容量，該返波管采用過模結構來降低慢波結構表面的場集中，但在保證能量轉換效率的同時很難兼顧輸出模式的純度(其輸出主模為TM02模式)。結合現有高功率微波模式轉換器件以及發(fā)射天線的研究現狀，為有效實現微波的定向輻射，發(fā)射天線要求的饋入微波模式通常為單一的TM01模式或橫電磁波(Transverse Electro Magnetic，TEM)模式［6－7］。當微波源的輸出模式與發(fā)射天線要求的饋入模式不相符時，則需要進行模式轉換。而目前所有模式轉換器件都是將某一特定的單一微波模式轉變?yōu)闈M足應用需求的單一模式，即單模至單模的轉換。因此，就當前的模式轉換器研究現狀來看，還沒有可以有效實現將混合模式轉換為單一模式的轉換器，從而上述的Ku波段返波管的實用性受到極大限制。從微波源往Ku波段甚至更高頻段發(fā)展的趨勢來看，過模結構很難保證輸出模式的純度，因此如何將混合模式轉換為滿足發(fā)射天線要求的單一模式是亟待解決的現實問題。本文針對該Ku波段速調型相對論返波管所設計的混合模式轉換器結構如圖1所示，其由外筒、中筒、內筒和插板組成，外筒和中筒組成外同軸波導，中筒和內筒組成內同軸波導。

圖1 混合模式轉換器結構示意圖Fig．1 Structure of the hybrid modes converter

2 設計分析

為便于分析，將該模式轉換器從輸入端到輸出端依次劃分為 A、B、C、D、E、F六個微波傳輸區(qū)域。該混合模式轉換器實現微波模式轉換的過程具體可分為:功率分配;相位調節(jié);場分布匹配。

2．1 功率分配

混合TM01，TM02和TM03模式從A區(qū)輸入，進入B區(qū)后經中筒分隔，TM0n混合模式轉換為外同軸波導TEM模式和中筒圓波導內TM01與TM02的混合模式。中筒半徑不能過小，需滿足外同軸波導僅TEM模式傳輸，同軸TM01模截止，同時中筒前端切割徑向方向電場，盡可能降低中筒端口造成的微波反射。在中筒傳輸的TM01和TM02混合模式，進入C區(qū)后經內同軸傳輸波導轉換為同軸TEM模。內筒半徑滿足內同軸波導僅TEM模傳輸，同軸TM01模截止。內筒上的前凹槽用以抵消B區(qū)與C區(qū)交界處內筒前端產生的反射。功率分配的模擬結果如圖2、圖3所示，這里假設混合模式的初始相位為零。

圖2 功率分配區(qū)域傳輸特性Fig．2 Transmission property of the power distribution region

圖3 功率分配區(qū)域電場分布Fig．3 Electric field distribution of the power distribution region

從圖2的傳輸特性曲線可以看出，混合模式進入功率分配區(qū)域后，各模式在中心頻點12.3GHz附近反射小于－23dB，絕大部分能量轉換為內同軸波導TEM模和外同軸波導TEM模，有效實現了混合模式的初步轉換。圖3所示為混合模式進入功率分配區(qū)后的電場分布圖，輸入總功率為0．5W。從內同軸波導和外同軸波導中的TEM場分布可以看出，兩路TEM模式之間存在相位差，內路的場強明顯高于外路。若在輸出口合成TM01模式，則需要對相位差做出調節(jié)，同時要實現徑向電場分布的匹配。

2．2 相位調節(jié)

由于內外兩路同軸波導都是傳輸TEM模，其傳播常數一致。這里采用同軸插板結構實現外路微波的相位調整。國防科學技術大學袁成衛(wèi)博士對插板調相的方法做了深入研究［8］，這里不再贅述。下面簡要列出設計過程。

外同軸波導的內、外半徑分別為 29mm、40mm，角向均勻插入12塊長度一致的平板，構成相位調節(jié)插板，如圖1所示。在中心頻點為12.3GHz下，同軸波導 TE12，1模式截止，因此插板結構的引入不會在波導中激勵起其他角向高階模式;同時，內外半徑之差小于自由空間半波長，從而該插板結構也不會激勵起其他徑向高階模式。綜合上述分析，相位調節(jié)插板只可能激勵起TEM模式的反射，而該類型的反射可以利用模式轉換器中其他部件激勵起的TEM反射進行抵消，整體優(yōu)化結果在后文給出。下面重點分析如何確定調節(jié)插板的長度。如圖1所示，當微波在外同軸波導從B區(qū)進入C區(qū)時，微波從TEM模式轉換成12路扇形波導中的TE11模式，由于插板角向均勻分布，故12路中的 TE11模式等幅同相。由于TEM的傳播常數不同于TE11模，因此可以通過調節(jié)插板的長度實現外同軸波導與內同軸波導的相位匹配。扇形波導TE11模的傳播常數可以通過有限元方法計算得到，β=181．3rad/m。插板長度L可由式(1)得到:

式中，λ0為自由空間波長，Δφ為內外兩路波導所需調節(jié)的相位差。該差值需要綜合后文徑向電場匹配的設計結果來最終確定。

2．3 場分布匹配

如圖1所示，由于在F區(qū)合成輸出TM01模，因此需要在內同軸波導將TEM模轉換成圓波導TM01模，最后再將內圓波導TM01模與外同軸波導TEM模合成輸出圓波導TM01模。由于內圓波導對TM02模式不截止，為縮短TEM－TM01模式轉換的長度，需適當將內圓波導半徑減小，如圖1中D區(qū)所示。在D區(qū)的內同軸波導過渡段中，內筒刻有后凹槽，用以抵消D區(qū)與E區(qū)交界處內筒末端產生的TEM反射。該結構的整體仿真結果如圖4和圖5所示。

圖4 內同軸波導至圓波導過渡段傳輸特性Fig．4 Transmission property of the transition section between inner coaxialwaveguide and circular waveguide

圖5 內同軸波導至圓波導過渡段電場分布Fig．5 Electric field distribution of the transition section between inner coaxialwaveguide and circular waveguide

由圖4所示傳輸特性可以看出，內同軸波導TEM模在中心頻點12．3GHz附近高效轉換為圓波導TM01模，反射TEM模和圓波導輸出的TM02模得到有效抑制。圖5所示電場分布也可以說明圓波導輸出純凈的TM01模，輸入功率為2．1小節(jié)中輸入0．5W總功率的混合模微波通過功率分配區(qū)域后進入內同軸波導的微波功率。在經過上述TEM－TM01的轉換后，整個混合模式轉換器進入最后的合成階段。由于內圓波導傳輸TM01模，外同軸波導傳輸TEM模，要高效合成以TM01模式輸出，需要對徑向場大小和兩路模式間的相位進行匹配設計。

首先進行徑向場匹配分析。圓波導TM01模徑向電場分布特點如式(2)所示。

式中，kc為橫向截止波數，β01為傳播常數，J1為一階貝塞爾函數，r為半徑。由式(2)可以看出，圓波導TM01模的徑向電場滿足特定的空間分布。為達到高合成效率，需要在E區(qū)與F區(qū)的交界處實現良好的場匹配。而此時外同軸波導傳輸的TEM模在原有尺寸結構下的場分布不一定可以滿足匹配條件，因此需要將外同軸波導的尺寸過渡到一個特定的值。最終匹配的輸出結構是這樣確定的:如圖1所示，中筒的輸出半徑固定不變，將外同軸圓波導的外筒輸出口半徑逐漸減小，當其減小到某一特定的值時，可使得在F區(qū)的純TM01模式逆向傳輸回E區(qū)，然后當功率分配的比值與混合模由A區(qū)進入B區(qū)后功率分配的比值相同時，則此時外筒輸出口半徑即為所求。該輸出結構的確定只是解決了功率分配的問題，實現E區(qū)與F區(qū)交界處的場匹配還需要兩路傳輸結構中的微波相位匹配。

下面進行相位匹配分析。混合模式經功率分配結構轉換成兩路TEM模時，各路模式間已存在相位差，由于兩路TEM模式的傳播常數相同，因此其相位差不隨傳播距離的長度改變而發(fā)生變化。而在E區(qū)中，內圓波導傳輸TM01模，外同軸波導傳輸TEM模，兩路間的傳播常數不同，因此其相位差會隨傳播距離的變化而發(fā)生變化。總體來看，相位差分析需要綜合考慮以上兩方面因素帶來的影響，通過模擬仿真的方法監(jiān)測E區(qū)與F區(qū)交界處內外兩路的相位差，最終確定插板的長度為L=39mm，混合模式轉換器的總體長度小于9λ0。

轉換器總體結構的仿真結果如圖6和圖7所示。在中心頻點12．3GHz下，輸入端口處混合模式 TM01，TM02，TM03的反射均小于 － 25dB，輸出端口處的高階TM02模小于－22dB，混合模式的絕大部分能量轉換為TM01模輸出，圖7中輸出圓波導中純凈的TM01模式電場分布也證明了這一點。在輸入混合模式總功率為0．5W的情況下，模式轉換器內部最大電場小于1000V/m，取真空擊穿閾值700kV/cm［3，9］，可計算得到器件功率容量為:

式中，Pb為器件功率容量，Pin為輸入混合模式總功率，Ein為注入功率Pin下器件內部最大電場值，Eb為擊穿閾值，代入以上數據得Pb為2.45GW。由于文獻［5］報道中微波源的輸出功率為2GW，因此該混合模式轉換器的功率容量滿足要求，不會成為高功率微波系統(tǒng)中的功率瓶頸。

3 結論

基于高功率微波源往Ku波段甚至更高頻段發(fā)展而其輸出模式難以保證單一性的研究現狀，提出了一種TM0n(n≤3)混合模式轉換器的設計方法。利用該方法可以保證在過模結構下高效地將TM0n混合模式轉換為單一的TM01模式，為輻射系統(tǒng)的設計帶來極大便利，同時也降低了此類過模高頻高功率微波源的設計難度。值得注意的是，當微波源過模比更大，即n＞3時，只需在過模圓波導中增加套筒的個數，有效將混合模式轉換為多路TEM模式，再利用本文所述的相位調節(jié)和場分布匹配的方法，同樣可以有效轉換過模比更大的混合模式。

圖6 模式轉換器整體傳輸特性Fig．6 Transmission property of the wholemode converter

圖7 模式轉換器整體電場分布Fig．7 Electric field distribution of the wholemode converter

References)

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