基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源

閻鐵生 許建平 曹太強 劉雪山 高 旭 周國華

基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源

閻鐵生1許建平2曹太強1劉雪山2高 旭2周國華2

（1.西華大學電氣與電子信息學院，四川省 成都市 610039；2.磁浮技術與磁浮列車教育部重點實驗室，西南交通大學電氣工程學院，四川省 成都市 610031）

提出了一種基于二次型Buck功率因數校正 (power factor correction，PFC) 變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源，分析了其工作原理和工作特性。它由共用一個開關管的兩個Buck變換器級聯構成，其中前級Buck變換器實現PFC功能，后級Buck變換器調節LED電流。該電源無需使用高降壓比的變壓器也可以驅動低正向導通電壓的LED，它只使用一個控制器不僅實現了PFC功能，而且極大的降低了流過LED的二倍工頻電流紋波，從而實現無頻閃。最后通過7W的實驗樣機驗證了理論分析的正確性。

LED驅動電源 二次型Buck變換器 功率因數校正 無頻閃

1 引言

發光二極管（light emitting diode，LED）與傳統照明相比，具有效率高，壽命長，無污染，重量輕，體積小等優點。隨著單個LED發光效率的不斷提高，使LED照明具有廣泛的應用前景[1-3]。

為了滿足國際諧波標準IEC61000-3-2對照明電源注入電網的各次諧波電流的限制要求，LED驅動電源在調節輸出電流的同時，需要具有功率因數校正（power factor correction，PFC）功能[4-6]。

采用反激、Buck、SEPIC和Buck-Boost等單級PFC變換器作為LED驅動電源，都可以同時實現PFC和調節輸出電流。單級PFC變換器的輸出能量僅經過一級功率變換，具有轉換效率高、成本低、控制簡單等優點[7-9]，但是由于脈動的瞬態輸入功率與恒定的輸出功率之間的不平衡，導致其輸出電壓和輸出電流具有較大的二倍工頻紋波[10-12]，使LED在50Hz交流電源輸入下存在100Hz的頻閃，長期工作于有頻閃的光源下，會產生用眼疲勞現象[13]。為了消除LED的頻閃，通常采用兩級功率變換PFC變換器，傳統兩級功率變換的LED驅動電源的前級通常采用Boost、Buck-Boost和Buck等拓撲實現PFC功能，后級級聯DC-DC變換器，恒定LED電流[14-15]。采用兩級功率變換PFC變換器的LED驅動電源，輸出能量經過了兩級功率變換，效率低和成本高制約了其在LED驅動電源的應用[16]。與傳統兩級功率變換PFC變換器相比，Boost-Flyback和IBFC等單級單開關PFC變換器具有控制簡單、成本低等優點[17-18]，但是它們需要使用高降壓比的變壓器才可以驅動低正向導通電壓的LED。

本文提出了一種基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源。它由共用一個開關管的兩個Buck變換器級聯構成，其中前級Buck變換器實現PFC功能，后級Buck變換器調節LED電流。該電源無需使用高降壓比的變壓器也可以驅動低正向導通電壓的LED，它只使用一個控制器不僅實現了PFC功能，而且極大的降低了流過LED的二倍工頻電流紋波，從而實現無頻閃。本文分析了基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源工作原理和工作特性，最后通過一臺7 W的實驗樣機對理論分析結果進行了驗證。

2 基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的工作原理

如圖1所示為基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源的電路框圖，它由整流橋D1、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf和共用了一個開關管的兩個級聯的Buck變換器構成，其中前級Buck PFC變換器由開關管Q1、電感L1、二極管D3、D4和中間儲能電容C1構成，后級Buck DC-DC變換器由開關管Q1、電感L2、二極管D2、D5和輸出電容C2構成。中間儲能電容C1既是前級Buck PFC變換器的輸出電容，又給后級Buck DC-DC變換器提供能量，它可以平衡脈動的前級Buck PFC變換器的瞬態輸入功率與恒定的后級Buck DC-DC變換器的輸出功率，因此基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源可以極大的降低流過LED的二倍工頻電流紋波。工作在斷續導電模式（discontinuous conduction mode，DCM）下的Buck變換器無需使用復雜的控制電路，可以實現功率因數校正[18]，因此前級Buck PFC變換器工作在DCM模式；工作在臨界連續模式（critical conduction mode，CRM）的Buck變換器效率高[9]，因此后級Buck DC-DC變換器工作在CRM模式。

圖1 基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的電路框圖Fig.1 Block diagram of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的控制電路由電流采樣電阻RS、過零檢測、運算放大器EA、比較器CMP、鋸齒波發生器、RS觸發器等元件構成。由于流過電感L2的平均電流與LED電流相等，電流采樣電阻RS與電感L2串聯，因此通過控制RS兩端的電壓可以調節LED電流。為了方便驅動開關管Q1和采樣RS兩端的電壓，采用電阻RS與電感L2的連接點作為控制電路的參考地。

在本文中，為了簡化分析，假設:

1）所有的開關管、二極管、電感和電容均為理想元件。

2）開關頻率fS遠大于電網頻率f。

在半個工頻周期內，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的主要波形如圖2所示，它的所有工作模態的等效電路如圖3所示。在半個工頻周期內，它的工作模式可以分為三個不同的階段:階段A、階段B和階段C。

2.1階段A

當整流后的輸入電壓uRec(t)≤UB時，二次型Buck PFC變換器工作在階段A。階段A有兩種工作模態:模態I和模態V。

模態I:由圖3（a）所示，當開關管Q1導通時，中間儲能電容C1給電感L2和負載LED供電，電感電流iL2線性上升，二極管D2導通，二極管D3、D4和D5承受反向電壓關斷。由于電流采樣電阻RS的電壓遠小于中間儲能電容的電壓UB和輸出電壓UO，因此在該模態，電感電流iL2的上升斜率為

圖2 基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的主要波形Fig.2 Main waveforms of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

圖3 基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的不同工作模態的等效電路Fig.3 Equivalent circuit at different operational intervals of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter

模態V:由圖3（e）所示，當開關管Q1關斷時，二極管D5導通，電感L2通過二極管D5向輸出電容C2和負載LED放電，電感電流iL2線性下降，二極管D2、D3和D4承受反向電壓關斷。當電感電流iL2下降到

零時，模態V結束，變換器再次進入模態I。在模態V，電感電流iL2的下降斜率為

2.2階段B

當整流后的輸入電壓uRec(t)＞UB，且iL1＜iL2時，二次型Buck PFC變換器工作在階段B。階段B有三種工作模態:模態II、模態IV和模態V。

模態II:由圖3（b）所示，當開關管Q1導通時，交流輸入電源和中間儲能電容C1共同給電感L2和負載LED供電，交流輸入電源同時給電感L1充電，電感電流iL1和iL2線性上升，二極管D2導通，二極管D3、D4和D5承受反向電壓關斷。在模態II，電感電流iL2的上升斜率與式（1）相同，電感電流iL1的上升斜率為

式中，UM是輸入正弦波電壓的峰值，ω為工頻的角頻率。

模態IV:由圖3（d）所示，當開關管Q1關斷時，變換器工作在模態IV，二極管D3和D5導通，電感L1通過二極管D3向中間儲能電容C1放電，電感L2通過二極管D5向輸出電容C2和負載LED放電，電感電流iL1和iL2線性下降，二極管D2和D4承受反向電壓關斷。在模態IV，電感電流iL2的下降斜率與式（2）相同，電感電流iL1的下降斜率為

當電感電流iL1在模態IV下降到零，變換器進入模態V。其工作原理與階段A中的模態V相同。當電感電流iL2下降到零時，模態V結束，變換器再次進入模態II。

2.3階段C

當整流后的輸入電壓uRec(t)＞UB，且iL1＞iL2時，二次型Buck PFC變換器工作在階段C。階段C有三種工作模態:模態III、模態IV和模態V。

模態III:由圖3（c）所示，當開關管Q1導通時，交流輸入電源給電感L1、電感L2、中間儲能電容C1和負載LED供電，二極管D4導通，二極管D2、D3和D5承受反向電壓關斷。在模態III，電感電流iL1和iL2的上升斜率為與階段B的模態II相同。當開關管Q1關斷后，變換器的工作原理與階段B的模態IV和模態V相同。

3 特性分析

3.1電感電流iL1工作在斷續模式的條件

如圖2所示，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的后級Buck變換器工作在CRM模式下，電感L2的峰值電流IL2_peak為

式中，IO為基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的輸出電流。

忽略中間儲能電容的電壓紋波，根據式（1）和（5），開關管Q1的導通時間Ton為

根據式（2）和（5），開關管Q1的關斷時間Toff為

由于后級Buck變換器工作在CRM模式下，其開關周期由開關管Q1的導通時間Ton與關斷時間Toff的和組成，即開關周期TS為

當uRec(t)＞UB時，根據式（3），電感L1的峰值電流iL1_peak(t)為

由式（9）可知，在半個工頻周期內，iL1_peak(t)隨輸入電壓的變化而變化，輸入電壓越高，電感電流iL1峰值越大，電感電流iL1放電時間越長，在輸入電壓峰值處，即|sin(ωt)|=1時，iL1_peak(t)達到最大，電感電流iL1的放電時間達到最長，此時，電感電流iL1的放電時間TDis_L1_Max為

為了使電感電流iL1在輸入電壓峰值點工作在斷續模式，電感電流iL1的放電時間TDis_L1_Max應該小于開關管Q1的關斷時間Toff，則:

將式（7）和式（10）代入式（11），可得電感電流iL1工作在斷續模式的條件為3.2中間儲能電容C1電壓分析

根據式（8）和式（9），基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的輸入電流iin(t)為

式中，θ=arcsin（UB/UM）。

對于理想變換器，輸入功率與輸出功率相等，則

將式（6）、式（7）和式（13）代入式（14），可得

式中，KL=L1/L2。

圖4 不同KL對應的UB與輸入電壓有效值Uin,RMS的關系圖Fig.4 The relation of UBand RMS input voltage Uin,RMSwith different KL

后文選取正向導通電壓為20V的LED作為輸出負載，根據式（12）和式（15）可以得到不同KL對應的UB與輸入電壓有效值Uin,rms的關系圖和電感電流iL1工作模式與UB和輸入電壓Uin,rms的關系圖，如圖4所示。從圖4可以看出，對于給定的LED電壓，中間儲能電容C1的電壓UB只與輸入電壓以及電感L1與L2的比值KL有關，與LED電流無關；當輸入電壓確定時，KL越大，則UB越小；當KL＜3時，在輸入交流電壓有效值Uin,rms為100V～240V的范圍內，電感電流iL1工作在斷續模式；當KL確定時，輸入電壓越高，則UB越大。

3.3功率因數分析

根據式（13）和式（14）可得，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的功率因數（power factor, PF）為

式中M1=UB/UM。

根據式（15）和式（16），可以得到不同KL對應的PF值與輸入電壓有效值Uin,rms的關系圖，如圖5所示。從圖5可以看出，當輸入電壓確定時，KL越大，則PF值越高；當KL＞0.45時，在輸入交流電壓有效值Uin,rms為100V～240V 的范圍內，PF值均大于0.9；當KL確定時，在整個輸入電壓范圍內，PF值幾乎保持恒定。

圖5 不同KL對應的PF值與輸入電壓有效值Uin,RMS的關系圖Fig.5 The relation of PF and RMS input voltage Uin,RMSwith different KL

3.4開關頻率分析

根據式（6）～式（8）可得，二次型Buck PFC變換器LED驅動電源的開關頻率為

選取LED的平均電流為350mA，KL為1.56，根據式（15）和式（17），可以得到不同L2對應的開關頻率與輸入電壓有效值Uin,rms的關系圖，如圖6所示。從圖6可以看出，當輸入電壓確定時，L2越小，則開關頻率越高；當L2確定時，輸入電壓越高，則開關頻率越高。

圖6 不同L2對應的開關頻率與輸入電壓有效值Uin,RMS的關系圖Fig.6 The relation of switching frequency and RMS input voltage Uin,RMSwith different L2

4 實驗結果

為了驗證理論分析的正確性，對本文提出的基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源進行了實驗驗證。實驗電路參數如下:輸入交流電壓有效值Uin,rms范圍為100V～240V，LED的正向導通電壓為20V，LED的平均電流為350mA，C1=47μF，C2=100μF。

根據圖4和圖5的分析，當0.45＜KL＜3時，電感電流iL1工作在斷續模式，且PF值大于0.9。當輸入電壓確定時，KL越大，則PF值越高，UB越小，C1電容的耐壓值越低。本文中C1使用耐壓值為160V的電容，為了使UB小于160V，且確保電感電流iL1工作在斷續模式，選取KL=1.56。

根據圖6的分析，電感L2的取值越小，開關頻率fs越高，則開關損耗越大；電感L2的取值越大，開關頻率fs越低，則電感L1和L2的體積越大、成本越高。合理地選取電感L2的感量，可將開關頻率控制在合理的范圍內，從而實現小體積、低成本和高效率的LED驅動電源。本文選取L2=320μH，根據KL=1.56，則L1=500μH。

根據變換器的電路參數，輸入交流電壓有效值Uin,rms為110V和220V時，由式（15）和圖（4）可以得到中間儲能電容C1電壓分別為69.8V和131.9V，由式（16）和圖（5）可以得到功率因數分別為0.953和0.959。

圖7（a）和（b）分別為輸入交流電壓有效值Uin,rms為110V和220V時，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的輸入電壓uin、輸入電流iin、中間儲能電容C1電壓UB和LED電流紋波ΔIO的實驗波形。由圖7（a）和（b）可以看出，兩種輸入電壓條件下，輸入電流均可以跟蹤輸入電壓的變化，實現了功率因數校正功能；LED電流紋波峰峰值均為6mA，僅為輸出電流平均值的1.7%，極大的減小了LED的二倍工頻電流紋波；當輸入交流電壓有效值Uin,rms為110V和220V時，中間儲能電容C1電壓UB分別為70V和130V，測試結果與分析結果一致。

圖7 輸入電壓uin、輸入電流iin、中間儲能電容C1電壓UB和LED電流紋波ΔIO的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of input voltage uin, input current iin, link capacitor voltage UB, and LED current ripple ΔIO

圖8 （a）為輸入交流電壓有效值Uin,rms為110V時，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源在一個工頻周期的輸入電壓uin、電感電流iL1和iL2的實驗波形。圖8（b）～（d）為圖8（a）在輸入電壓瞬時值為18V、115V和150V的放大波形，它們分別為變換器工作在階段A、階段B和階段C的實驗波形。由圖8c和（d）可知，在每一個開關周期，電感電流iL1比iL2先降低到0，當電感電流iL2降低為0時，開關管Q1的驅動信號從低電平變為高電平，表明前級Buck PFC變換器工作在斷續模式，后級Buck DC-DC變換器工作在臨界連續模式，與圖2的分析結果一致。由圖8b可知，開關管Q1的開關頻率為67KHz，與圖6的分析結果相近。

圖8 不同工作階段的輸入電壓uin、電感電流iL1和iL2的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of input voltage uin, inductor current iL1, and iL2in different operation stage

圖9 為不同輸入電壓時，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的PF值和效率的實驗結果，由圖9可知，在整個輸入電壓范圍內（輸入電壓有效值Uin,rms為100～240 V），變換器的效率高達86.45%，變換器的功率因數大于0.95，與分析結果一致。

圖9 基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源的效率和PF與輸入電壓的曲線Fig.9 Efficiency and PF of LED driving circuit based on quadratic buck PFC converter with the variation of input voltage

圖10 a和圖10b分別為輸入交流電壓有效值Uin,rms為110V和220V時，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源輸入電流iin的諧波電流實驗結果。由圖10可知，輸入電流的各次諧波均小于IEC61000-3-2 class D規定的諧波最大值限定標準。

圖10 輸入電流的諧波電流Fig.10 Harmonic current of input current

5 結論

本文提出了基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源，它由共用一個開關管的兩個Buck變換器級聯構成，詳細分析了它的工作原理，推導了中間儲能電容電壓、功率因數和開關頻率的表達式。實驗研究表明，基于二次型Buck PFC變換器的LED驅動電源不僅可以實現高功率因數、低輸入諧波電流和高效率，而且LED電流紋波峰峰值僅為輸出電流平均值的1.7%，可以實現無頻閃。

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A Flicker-Free Transformerless LED Driving Circuit Based on Quadratic Buck PFC Converter

Yan Tiesheng1 Xu Jianping2 Cao Taiqiang1 Liu Xueshan2 Gao Xu2 Zhou Guohua2
（1. School of Electrical Engineering and Electronic Information, Xihua University, Chengdu 610039 Sichuan Province China; 2. Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle, Ministry of Education, School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 Sichuan Province China）

A flicker-free transformerless LED driving circuit based on quadratic buck power factor correction(PFC) converter is proposed and analyzed in this paper. It combines two cascaded buck converters with single switch. The input buck converter can realize PFC, and output buck converter can regulate LED current. With single controller, the proposed LED driving circuit can not only achieve high power factor to comply with EN61000-3-2 standard and low output voltage without a high step-down transformer, but also reduce second-order line frequency current ripple flowing through LED to eliminate light flicker of LED. Experimental results of a 7W prototype are presented to verify the analysis results of the proposed converter.

LED driver circuit, quadratic buck converter, power factor correction(PFC), flickerfree

TM464

閻鐵生 男，1981年生，講師，博士，主要從事開關電源拓撲及控制技術研究，功率因數校正變換器及其控制技術研究等。

國家自然科學基金項目(51177140和61371033)；中央高校基本科研業務費專項資金 (2682013ZT20和SWJTU11CX029)。

2014-09-10

許建平 男，1963年生，教授，博士生導師，主要從事電力電子系統的控制技術、開關電源新穎控制技術、再生能源發電技術、移動信息設備電源管理技術等。