DC 110 V/AC 220 V單相逆變器的研制

羅進，汪敏

(江蘇先特能源裝備有限公司，江蘇南京210016)

DC 110 V/AC 220 V單相逆變器的研制

羅進，汪敏

(江蘇先特能源裝備有限公司，江蘇南京210016)

針對電壓單環SPWM單相逆變器在非線性負載條件下的響應較慢，以及在大功率條件下開關頻率不宜過高等問題，采用電壓外環、電流內環的控制算法，結合單極性倍頻SPWM調制方式，使逆變器動態響應明顯提高，并且利用較低開關頻率，得到畸變率低的輸出電壓波形。基于DSP數字技術，對電源系統實現前級Boost方式的DC/DC變換、后級SPWM方式的DC/AC逆變。研制了一臺10 kW的車載單相逆變器工程樣機，實驗結果表明，整個控制系統穩定可靠，電氣性能滿足技術要求。

單相逆變器；正弦波脈寬調制；倍頻；雙環控制

高質量的單相逆變電源中全橋架構是非常重要的架構，全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式[1]。雙極性控制是對角的一對開關為同步開關，橋臂上下管之間除死區時間外為互補開關，控制相對簡單，但是存在開關損耗高、開關諧波含量高、電磁干擾大、直流分量大等缺點，采用單極性控制可以很好地解決這些問題。因此本文采用Boost電路對供電電源進行DC/DC變換后，再采用基于單極性倍頻的SPWM調制的方法，使逆變電源系統在較低的開關頻率下，得到很好的輸出波形，達到指標要求。

1 主電路拓撲結構

整個單相逆變電源系統拓撲結構如圖1所示，前級采用Boost升壓電路將DC 110 V電源升到DC 340 V。為了防止電容充電電流過大，采用電阻R1給電容C1充電限流，當電容電壓基本達到電源電壓時，吸合開關K2，使R1短路，減少電路損耗。由L、S、D、C2組成基本的Boost電路，R2為C2提供放電回路，也充當Boost電路輸出的小負載，為了減小系統的功率損耗，R2取值15 kΩ。后級采用的是全橋逆變方式，濾波電路采用LCL濾波輸出。

圖1 逆變電源系統拓撲結構

2 單極性倍頻SPWM調制方式

常用的SPMW波調制中，開關頻率和輸出脈沖頻率是相等的。但是在大功率條件下，開關頻率過高會導致開關損耗增大，開關管發熱嚴重；大容量開關器件高速通斷，會產生很高的電壓尖峰，有可能造成開關管或其他元件被擊穿。但是，開關頻率降低會使輸出波形中含量變高，不能滿足最終指標要求。為了提高輸出波形質量，通常的做法是加大主電路后端LC濾波器參數，但是加大LC濾波器參數會使逆變器體積變大、成本增加，所以就出現了單極性倍頻SPWM調制方式[2-3]。

單極性倍頻SPWM調制方式采用如圖2所示的單極性調制方法，圖中兩調制波是相差180°的正弦波，它們與三角載波比較生成的驅動信號控制上橋臂開關管，取互補信號驅動下橋臂開關管。由于IGBT關斷需一定的過渡過程，因此實際驅動中上、下橋臂的驅動信號存在一定的死區時間。圖中高頻逆變器輸出高頻脈寬電壓為ab，經LC低通濾波器濾波后輸出220 V正弦交流電。由ab可以看出一個載波周期內有2次狀態轉變，所以其頻率是開關管頻率的兩倍。

圖2 單極性倍頻SPWM調制原理

3 電源控制系統設計

3.1 控制系統算法設計

本系統采用DSP控制芯片對逆變器進行控制。前級通過電壓閉環調節Boost變換器占空比達到直流穩壓，后級通過SPWM調制以及輸出電壓環和電感電流環的雙環控制[4]，既能保證系統輸出電壓的穩態精度，又能保證在瞬變負載條件下有更好的動態特性。前級Boost變換器穩壓控制框圖如圖3所示，圖中DSP采樣得到的電壓反饋信號與設定電壓進行比較，根據誤差信號進行PI調節，PI調節器輸出信號由DSP內部脈沖生成單元與三角載波比較產生PWM驅動信號，通過不斷調節Boost變換器中開關管占空比，實現穩壓功能。

圖3 Boost變換器穩壓控制框圖

逆變電源一般采用SPWM技術，這種技術在傳統上采用平均值電壓反饋，在線性負載條件下，顯示出良好的性能。但對非線性負載引起的沖擊響應較慢，而且控制環節增多使穩定性設計產生困難。雖然可用瞬時值電壓反饋的SPWM技術來解決，但此種技術仍屬于周波內響應，非線性負載的沖擊響應仍然很慢。由于逆變電源輸出濾波器對系統的模型影響很大，輸入電壓的波動幅值和負載的性質、大小的變化范圍往往比較大，這些都增加了控制對象的復雜性，使得控制對象模型的高階性、不確定性、非線性顯著增加。近幾年采用電流模式的SPWM控制技術，基本上能解決非線性負載響應很慢的缺點，使逆變電源性能不斷提高。本系統中前級DC/DC變換采用電壓單環控制，實現Boost輸出電壓的穩定；后級DC/AC逆變采用電壓瞬時值環和電流瞬時值環的雙環控制，雙環控制方案的電流內環增大了逆變器控制系統的帶寬，使得逆變器動態響應加快，對非線性負載擾動的適應能力加強，輸出電壓的諧波含量減小。逆變器的雙環控制一般分兩類：一類是以濾波電容電流為內環被控量的電容電流內環電壓外環控制，一類是以濾波電感電流為內環被控量的電感電流內環電壓外環控制。因為在電容電流內環電壓外環控制系統中增加電流限幅環節，只能限制電容電流大小，負載電流和電感電流完全不受其約束，因而不能通過限流實施對逆變電源的保護。因此本系統采用電感電流為內環被控量，其控制結構如圖4所示。負載電流0作為逆變器的外部擾動信號，處在電感電流內環環路之外，即內環路對負載擾動毫無作用。電感電流負反饋有一種維持電感電流幅值不變的趨勢，系統加上負載時，維持電感電流恒定的結果只能是任由負載從濾波電容中汲取電流，從而使電容電壓大幅降低。

圖4 電感電流內環電壓外環控制系統方框圖

在Matlab/Simulink中，逆變系統結構如圖5所示，仿真系統中采用電壓外環PI調節和電流內環P調節的雙環控制方式，在突加與突減負載情況下得到的仿真結果如圖6所示。由仿真結果可以看出系統的動態響應很快，輸出電壓波形能很快恢復到正常狀態。

圖5 逆變系統仿真結構

圖6 仿真波形

3.2 控制系統采樣電路的硬件設計

圖7 信號調理電路

整個系統的電壓、電流信號的采集都是通過霍爾傳感器將輸入電壓、輸出電壓與輸出電流信號轉換為小電流信號，通過如圖7所示的調理電路直接連接到DSP的AD采樣端口。調理電路原理：信號經過小電感L1加在R1上，從而使電流小信號轉換為電壓信號，小電感起防干擾作用；之后經過電壓跟隨器，其主要是起隔離和增強驅動能力的作用；最后經過一個二階低通濾波器輸出給DSP的AD引腳。由于DSP的AD轉換信號在0～3 V之間，因此加了二極管起限幅作用，控制輸入電壓在3 V以內。二階低通濾波器的傳遞函數為：

3.3 控制系統的軟件設計

在以TMS320F28335為主控芯片的控制板上實現整個電源的系統控制，包括Boost升壓、SPWM逆變、Boost輸出過欠壓保護、系統輸入過欠壓保護、系統輸出過欠壓保護、輸出限流、傳感器失效保護、LED故障指示、與上位機通信等。整個系統的主程序流程如圖8所示，中斷程序流程如圖9所示。采用DSP的SCI外設與PC機進行實時通信，實現了上位機對整個系統運行狀態的實時監測以及一些參數的在線修改。

圖8 主程序流程

圖9 中斷程序流程

4 系統的實驗結果與分析

本文設計了一臺10 kW的工程樣機，實驗參數為：直流輸入電壓77～143 V；額定輸出功率10 kW；Boost斬波頻率10 kHz；Boost升壓電感2.3 mH；Boost輸出濾波電容6 800μF；逆變頻率10 kHz；輸出濾波電感總值為2 mH，濾波電容為50 μF。

圖10為濾波之前的單極性SPWM波，圖11為濾波后輸出的正弦波，由圖可以看出在較低的開關頻率下，輸出波形比較平滑，畸變率小，從而有效地減小了功率管的開關損耗，降低了電磁干擾。圖12為正常加減10 kW負載時的波形圖，由圖可知輸出電壓波動比較小，系統調節速度也比較快，經過幾個周期的調節時間主要是前級Boost輸出電壓環所影響。在調試中得出，如果前級Boost閉環調節太快，則在大負載情況下，輸入電流波動很明顯；如果調節太慢，則在切載的情況下，輸出電壓波動較大。因此選擇一個適中參數，保證輸入電流在小范圍內波動，切滿載時電壓波動不超過10 V。

圖10 逆變輸出波形

圖11 輸出正弦波形

圖12 輸出電壓的實際波形

5 結論

本文為解決電壓單環調節在非線性負載下響應慢和在大功率條件下開關管的開關頻率不能過高等問題，將單極性倍頻SPWM波調制方式與電壓外環、電流內環的雙閉環控制結合起來進行仿真研究，并設計了一臺單相逆變器工程樣機。實驗結果表明，這種方法應用在中大功率逆變電源中效果較好，系統響應速度快，輸出波形達到較高指標。

[1]丁道宏.電力電子技術[M].北京：北京航空工業出版社，1999.

[2]易小強，裴雪軍，侯婷，等.基于DSP組合式三相逆變電源單極倍頻SPWM研究[J].電力電子技術，2007，41(6)：77-79.

[3]孫繼健，肖嵐.基于單極性SPWM控制的并網逆變器的研究[J].電力電子技術，2011，45(1)：71-73.

[4]朱承邦，李樂，王曉鵬.基于SPWM控制的電壓電流雙環逆變器建模及其仿真[J].中國船舶研究，2009，4(5)：54-58.

Vehicle-mounted single-phase inverter with DC 110 V/AC 220 V

LUO Jin,WANG Min

The problems of slow response of non-linear load in the single-phase inverter using voltage closed-loop SPWM and the lower switching-frequencyunder the condition of high power were considered.The control algorithm based on the outer voltage loop and the inner current loop was adopted,which improved the dynamic response of the inverter distinctly.Further,combining the unipolar frequency doubling SPWM modulation and the lower switching frequency,output voltage waveforms with lower distortion was got.Based on the DSP digital-tech,the DCDC conversion using Boost model was applied to the preceding stage of the whole power system,and the backward stage was used the SPWM DCAC inversion.At last,a type of vehicle-mounted single-phase inverter with 10 kW was designed.The experimental results show that the control system is steady and reliability,and the technology needs can be satisfied by its electricity performance.

single-phase inverter;sinusoidal pulse width modulation;frequency doubling;double loop control

TM 464

A

1002-087 X(2015)03-0583-03

2014-10-16

羅進(1984—)，男，湖南省人，碩士，主要研究方向為電力電子技術。