基于OFDM-PON的短訓練序列分配方案

陳曦,徐朝星,江愿,李迎春

(上海大學通信與信息工程學院,上海 200444)

基于OFDM-PON的短訓練序列分配方案

陳曦,徐朝星,江愿,李迎春

(上海大學通信與信息工程學院,上海 200444)

提出一種適用于正交頻分復用-無源光網絡(orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network,OFDM-PON)符號同步的短訓練序列,通過對無線局域網中短訓練序列的子載波分配方案進行調整,將短訓練序列的實時域信號非零均值調整為零均值,解決了由于時域非零均值短訓練序列拖尾干擾造成接收數據解調錯誤的問題.仿真和實驗結果表明,該改進方法可以有效減少由短訓練序列拖尾干擾引起的數據解調錯誤.

正交頻分復用-無源光網絡;訓練序列;符號同步

PON);training sequence;symbol synchronization

正交頻分復用-無源光網絡(orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network,OFDM-PON)技術作為一種非常有潛力的技術,在下一代無源光網絡(next generation-passive optical network,NG-PON)中具有廣闊的應用前景.OFDM與PON技術的結合可以最大限度地利用頻譜資源:由于OFDM信號各個子載波之間的正交性,使得各個子載波之間相互交疊,并且通過簡單的星座圖映射即可在各個子載波上實現四相相移鍵控(quadrature phase shift keying,QPSK)、八進制相移鍵控(8PSK)、十六進制正交幅度調制(16 quadrature amplitude modulation,16QAM)甚至更高階的調制.在多用戶時分多址(time division multiple access,TDMA)和光正交頻分多址(optical orthogonal frequency division multiple access,OOFDMA)網絡中,精確的符號同步技術遇到極大挑戰,因為符號同步以及隨之而來的所有光網絡單元(optical network unit,ONU)傳輸的信號時隙對齊必須在線實時處理.OFDM-PON技術可將高速數據流通過串并轉換分配到速率相對較低的若干個頻率子信道中進行傳輸,在較容易地實現了40 Gbit/s及以上高速數據流傳輸的同時,也降低了同步的難度.OFDM-PON系統的一個主要缺點是對同步非常敏感,同步是OFDM接收機最重要的任務之一.同步可分為3種:符號定時同步、載波頻偏同步和采樣時鐘同步.已有研究表明,OFDM-PON系統要求準確的時間同步,在此前提下,采用特殊的處理技術可以省去載波偏移頻率同步和采樣時鐘同步.

目前,在無線領域中已經有相當多的學者對OFDM系統中的同步算法進行了深入全面的研究和探討,這些算法大致可以分為兩類:基于非數據輔助的同步算法,即基于循環前綴(cyclic prefix,CP)的同步算法[1],以及基于數據輔助的同步算法.基于數據輔助的同步算法是本工作應用以及研究的重點,該類算法引入長短訓練序列等附加信息,通過研究更高效的導頻、訓練序列的結構和碼型,使得在接收機內可以更加容易地進行同步信息的提取,其特點是運算復雜度低,相對于非數據輔助算法來說同步性能較好.Classen等[2]較早地提出了數據輔助同步算法,利用散布在OFDM符號中的導頻進行頻率粗同步和細同步,其中粗同步在一定范圍內進行盲搜索,缺點是計算量過大.然后,Schmidl等[3]對文獻[2]的算法進行了改進,即在每一幀的數據前端添加同樣的兩個長度為N/2的塊,接收端數據通過滑動延時相關尋找峰值,從而尋找數據開始位置,但是由于有一個很大的平坦區,從而大大降低了精確度.Shi等[4]的方案是在數據前端添加4個相同的訓練序列,其中第三個符號相反,也是通過滑動窗的方法找到訓練序列相關值的最大值.該方案精確度略高,但也不能做到十分精確.之后,Seo等[5]對文獻[3]的算法進行了改進,同樣采用了兩個OFDM符號作為導頻符號,不同的是在每個OFDM符號子載波上采用差分相位調制,利用相鄰子載波上的相位差信息來獲得整數倍頻率偏移估計,無需在一定范圍內進行搜索,所以運算復雜度大大降低,而性能卻大抵相同[6].目前,光路實驗中普遍使用的是從無線領域延伸的同步方式,算法原理基本相同.在OFDM-PON和OOFDMA系統中,由于光路的子載波數據按照厄爾米特復共軛分配,因此低端子載波的失真嚴重,大多實驗都放棄了低端子載波[7].本工作提出了一種適用于OFDM-PON系統的短訓練序列,有效地改善了低端子載波的失真現象.

1 OFDM系統中的同步原理

1.1 分組檢測同步算法

在定時同步中,分組檢測是尋找數據分組起始的近似估算,是接收機工作的第一步.一般來講,分組檢測是指檢測突發傳輸方式的信道上是否有新的數據到達.常用的分組檢測算法有:①接收信號能量檢測;②雙滑動窗口分組檢測;③采用前導結構進行分組檢測.而一般通信系統的工程原則是接收機要利用所有可利用的先驗信息,這就意味著已知的前導結構要加入分組檢測算法中進行考慮.前導符號結構[8-9]如圖1所示.

圖1 IEEE 802.11a前導結構Fig.1 Preamble structure in IEEE 802.11a

前導結構使得接收機采用了一種非常簡單有效的分組檢測算法,由于利用了前導中短訓練符號的周期性,而被稱為延時相關算法.信號流程如圖2所示,窗C為接收信號與其延時D個時刻的相關系數,稱為相關延時;延時Z?D等于前導起始的周期,對于IEEE 802.11a協議,短訓練符號的周期[10]D=16;窗口P為計算相關系數窗口期間內接收信號的能量,用于判決統計的歸一化處理,使得判決變量mn獨立于接收功率.

圖2 延時相關算法的信號流程Fig.2 Signal flow of delay correlation algorithm

延時相關

接收信號能量可表示為

則延時相關算法的判決變量

當接收信號只有噪聲時,在理想情況下輸出的延時相關值Cn為0.由于噪聲取樣值的互相關系數為0,因此在數據分組開始前mn很小;當接收到第2個短訓練符號時,Cn為相同短訓練符號的互相關系數,則mn開始明顯增大,并且出現一個持續9個短訓練符號長度的相關值平坦區域.

1.2 無線傳輸中的訓練序列結構

無線傳輸領域已出現一種基于類似方案的短訓練序列子載波分配方案,利用上述分組檢測算法進行符號同步,可以達到較好的同步效果.子載波分配如圖3所示,斜體標記為短訓練序列子載波位置.

圖3 載波分配方案和加載數據Fig.3 Carrier distribution scheme and the load data

與無線通信等領域中的同相正交(in-phase quadrature,IQ)調制不同,在基帶直調光纖傳輸系統中,需要基帶OFDM信號是實值的,這可以通過前32個子載波與后32個子載波的埃爾米特復共軛來實現,從而使得經快速傅里葉逆變換(inverse fast Fourier transform,IFFT)后輸出的是實值信號.但改為埃爾米特復共軛結構后出現了一個問題,即在數據接收段的起始符號位置,經快速傅里葉變換(fast Fourier transform,FFT)后會有部分數據誤差較大,使得接收信號星座點嚴重偏離標準點.通過對接收端信號表達式的推導分析可知,這種現象的產生是由短訓練序列子載波分配不合理造成的,即由于短訓練序列的時域信號均值不為零,經實際光纖系統傳輸后產生拖尾,干擾了低頻子載波.本工作提出了一種適用于OFDM-PON系統的短訓練序列子載波分配方案,有效解決了這一問題.

2 適用于OFDM-PON系統的短訓練序列子載波分配方案

2.1 OFDM-PON系統

圖4(a)是離線實驗中的OFDM發射端系統框圖[11],主要包括并行偽隨機序列(pseudo random binary sequence,PRBS)生成器、64QAM調制、64點IFFT、數模轉換器(digital analog converter,DAC)等部分.圖4(b)是OFDM接收端系統框圖,主要包括模數轉換器(analog digital converter,ADC)、符號同步、64點FFT、信道估計和均衡、64QAM解調及誤碼測試等部分.

圖4 OFDM系統框圖Fig.4 Block diagram of OFDM system

2.2 前導幀子載波分配方案

短訓練序列的OFDM幀結構如圖5所示,頻域上分配64個子載波,經過64點IFFT后,時域上取采樣點的前1/4,即16點時域信號,復制10次,形成一個16×10的短序列,其時域表達式如下:

對應的前16點頻域表達式如下:

160點短序列頻域表達式如下:

圖6為改進的短訓練序列子載波分配方案[7],其中斜體標記為短訓練序列加載位置,1號子載波和30～36號子載波為空子載波,起頻帶間隔保護作用.另外,進行光強度調制時需要信號是實值的,因此將64個子載波分為兩部分,33～64號子載波是1～32號子載波的埃爾米特復共軛,這64點IFFT后的時域信號是實值信號.與改進前的結構不同,通過將短訓練序列子載波加載在4倍頻的位置,使得短訓練序列的時域信號均值為零.如圖6所示,2號子載波頻率為1/Tc,3號子載波頻率為2/Tc,4號子載波頻率為3/Tc,依此類推,各子載波經IFFT后的正弦時域信號如圖7所示.根據短訓練序列的幀結構,取前16個樣點,再復制10次,形成16×10的短訓練序列.

圖5 OFDM幀結構Fig.5 Structure of OFDM frame

圖6 改進的子載波分配方案和加載數據Fig.6 Improved subcarrier distribution scheme and the load data

當取前16個樣點時,4個子載波中只有5號子載波滿足均值為零的條件,64個子載波中只有4倍頻子載波均值才為零.短訓練序列的各個子載波在時域上疊加,只有在4倍頻的位置加載子載波信號才不會干擾數據段的接收信號.理論分析如下:實驗系統的光傳輸頻帶10 MHz

圖7 短訓練序列時域信號Fig.7 Short training sequence signal in time domain

由于系統載波間隔大約為33 MHz,且1號載波不加載數據,所以為了計算方便,將信道看作0～880 MHz.第一個數據符號的樣點范圍為[339～400],時間范圍為t=[337T0,400T0],其中T0=Ts/80為采樣時間間隔.所以,[339～400]采樣點的短訓練序列表達式為

從式(8)的理論分析結果(見圖8)來看,當在發送端加載空數據時,改進前的短訓練序列對接收信號數據段的低端子載波有明顯干擾(見圖8(a));而改進后的短訓練序列對數據段的干擾則很小(見圖8(b)).

圖8 理論分析結果Fig.8 Theory analyzing results

3 實驗結果

實驗平臺如圖9所示,圖10為光傳輸信道的傳遞函數.在發送端,先用Matlab軟件產生需要發送的OFDM符號,經任意波形發生器(arbitrary waveform generator,AWG)生成發送信號,由分布式反饋(distributed feedback,DFB)激光器進行光強度調制,經25 km單模光纖傳輸到接收端;在接收端,由PIN探測器進行光電轉換,經880 MHz的低通濾波器傳輸至示波器進行信號采集,再用Matlab軟件進行OFDM信號解調.OFDM信號的參數配置如表1所示.

圖9 實驗平臺Fig.9 Experimental platform

圖10 信道傳遞函數Fig.10 Channel transfer function

表1 實驗系統參數Table 1 Experimental system parameters

圖11為實驗結果的時域波形,其中數據符號段的所有子載波數據均為零,因此對于理想的低端截止頻率為零的傳輸信道,在接收端訓練序列過后的數據符號段應為零.但對于實際信道,低端截止頻率不可能做到零頻,如圖9所示實驗系統的低端3 dB截止頻率為10 MHz.因此,非零均值的訓練序列存在拖尾現象,表現在改進前短訓練序列(見圖11(a))波形在數據段開始處有明顯凹陷干擾,而改進后短訓練序列(見圖11(b))波形則沒有干擾信號.對圖11中兩個時域波形的第一個數據段信號分別作FFT后,可得到各子載波的信號值(見圖12).圖12(a)為短訓練序列改進前的載波頻譜,可見短訓練序列對前3個子載波有明顯干擾,而對其他子載波的干擾較小;圖12(b)為短訓練序列改進后的載波頻譜,可見對所有子載波均無明顯干擾,這與上述理論分析結果是一致的.圖12對應的2號子載波星座圖如圖13所示,可見短訓練序列改進前2號子載波的星座點散開成兩點,而短訓練序列改進后2號子載波的星座點基本收攏到一點.

加載64QAM調制數據后,2號子載波的星座圖如圖14所示,可以看出,改進前數據接收會有明顯的失真現象,改進后有明顯改善,可以準確恢復發送數據.

圖12 接收端數據段的載波頻譜Fig.12 Carrier frequency spectrum of the receiver data segment

4 總結與展望

通過調整應用于OFDM-PON系統中的短訓練序列子載波分配,改善了傳輸系統的性能,降低了由于OFDM信號短訓練序列子載波分配不合理造成的時域信號非零均值對低端子載波性能的影響.理論分析和實驗結果顯示,改進后的短訓練序列子載波分配方案對系統性能有了顯著改善.這種改進同樣適用于OFDM多址接入無源光網絡(OFDMA-PON),即根據不同用戶占用的不同載波頻段,選擇相應位置作為該用戶的同步訓練序列,遵循4倍頻原則,也可以達到較好的同步效果.

圖13 2號子載波星座圖對比Fig.13 Comparison of No.2 subcarrier constellation

圖14 加載數據前后星座圖Fig.14 Constellations before and after loading the data

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Allocation scheme of short training sequence based on OFDM-PON

CHEN Xi,XU Chao-xing,JIANG Yuan,LI Ying-chun
(School of Communication and Information Engineering,Shanghai University,Shanghai 200444,China)

A short training sequences for orthogonal frequency division multiplexingpassive optical network(OFDM-PON)symbol synchronization is proposed.By adjusting the subcarrier allocation scheme of short training sequence in a wireless local area networks (WLAN),the mean of short training sequence signal in time domain is made from nonzero to zero,overcoming interference of receiving data demodulation caused by the wrong trail of the non-zero mean short training sequence in the time-domain.Simulation and experiments on data demodulation show that the improved method can effectively reduce training sequence interference errors caused by tailing.

orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network(OFDM

收時域波形對比 Fig.11 Comparison of the

time-domain waveforms

TN 929

A

1007-2861(2015)05-0560-10

10.3969/j.issn.1007-2861.2014.03.014

2014-04-30

國家自然科學基金資助項目(61132004,61275073,61420106011);上海市科委基金資助項目(13JC1402600,14511100100,15511105400)

李迎春(1962—),男,研究員,博士,研究方向為光纖通信.E-mail:liyingchun@shu.edu.cn