雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統

蔣雪峰 黃文新 郝振洋 曹瑞武 李 偉 盛 燕 姜 文

（1. 南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016 2. 航空機電系統綜合航空科技重點實驗室 南京 211100）

1 引言

隨著多電/全電飛機的日益發展，目前，研發新一代的多電以及全電飛機已成為航空領域里的一個熱點課題[1-3]。多電及全電飛機的一個典型特征就是用電力作動器來取代傳統飛機的部分或全部液壓、氣壓傳動機構，這樣大大節省了飛機的運行成本，重量輕，體積小，燃油消耗少，且提高了飛機的可靠性、可維護性及地面保障能力等[4,5]。據估計，全電飛機可以減輕飛機重量的10%，減少燃料消耗的9%[6]。多電飛機是實現全電飛機的過渡，目前存在的多電飛機主要有：歐洲空客公司的A380，美國波音公司的B787以及美國洛·馬公司的F-35[6,7]。研究表明，電力作動系統的設計是多電飛機的關鍵技術之一[7,8]。電力作動器在飛機的關鍵電力傳動系統中受到日益廣泛的應用，例如飛機的燃油泵系統。與傳統的液壓燃油泵系統相比，采用電驅動燃油泵不僅可以提高系統效率，而且可以減小驅動系統的重量、體積、提高變速控制的靈活性[6,9]。電力作動器的核心是電機驅動系統，然而由于器件特性變化、絕緣老化以及電磁干擾等原因，電機驅動系統不可避免的會發生電機和主功率變換器的故障，電機故障主要包括繞組斷路和繞組端部短路故障，主功率變換器故障主要包括功率管的斷路和短路故障。因此，航空用電機驅動系統除了要滿足特定功能外，還必須具備高可靠性和強容錯性[9,10]。

余度技術是提高電機驅動系統可靠性的一種方法，即通過為系統增加多重資源，包括硬件與軟件的重復配置，并對多重資源的合理管理，從而提高系統的可靠性[11,12]。常用的余度電機控制系統主要為并聯式雙余度電機，它是由兩套相差 30°電角度的獨立繞組，兩套位置傳感器和一個共用轉子組成，原理簡單，結構清晰，控制簡單易行[13]，但對于航空用電驅動系統存在致命弊端。由于傳統的余度電機均采用繞組分布繞制的永磁電機，因此繞組一旦短路后不僅會形成極大的短路電流，燒壞電機繞組，而且通過磁場耦合影響正常相繞組，使得系統輸出脈動的電磁轉矩，進而使電機驅動系統無法正常工作。

開關磁阻電機因其結構簡單可靠且具有固有的容錯特性，可克服傳統余度電機控制技術的弊端，目前已在航空領域得到了廣泛關注[14]。但與永磁電機相比，該電機存在功率密度較低、轉矩脈動較大、噪音較大以及效率低等缺點[14-16]。永磁容錯電機一般是多相電機，其定子的槽口數與極對數相近，同時電樞繞組為集中式隔齒繞制的方式，每相繞組采用H橋驅動，永磁容錯電機系統除了具有一般永磁電機的體積小、功率密度高和轉矩脈動小等特點外，還具有磁隔離、物理隔離、熱隔離、電氣隔離和抑制短路電流的特點，結合容錯控制算法，能使整個電機控制系統具備很強的容錯能力，提高系統的安全可靠性。1996年英國 Newscastle大學的 B.C.Mecrow教授提出非備份式永磁容錯電機及其控制系統，并先后完成了六相八極和四相六極航空用永磁容錯電機系統，其容錯算法主要采取利用磁鏈、電流與轉子位置之間的關系表格通過查表的方式進行故障辨識及容錯控制[17,18]。此外，Shefield大學的 D.Howe教授等提出了模塊化永磁無刷容錯電機，并提出了基于電流滯環的最優轉矩控制策略[19]。但永磁容錯電機系統存在一個明顯不足：由于系統的每相繞組采用H橋驅動，使得與余度電機驅動相比，主功率管增加了一倍，降低了系統的可靠性和功率密度，不利于結構優化，并且控制算法過于復雜[4,6,12]。

本文的重點是提出一種基于雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統，其電機本體采用轉子磁鋼離心式對稱六相十極永磁容錯電機，定子中包含兩套相互獨立的三相繞組，轉子采用表貼式離心磁鋼結構，不僅具有齒槽轉矩小、氣隙磁場分布正弦度高、永磁轉矩脈動小等優點，而且具備磁隔離、熱隔離、物理隔離以及抑制短路電流能力，具有很好的容錯性。其驅動系統采用兩套三相全橋驅動電路，不僅可以降低主功率管的數量，降低系統成本，而且可提高系統的可靠性和功率密度。

2 離心轉子結構的雙繞組永磁容錯電機設計

傳統的永磁容錯電機采用繞組集中式隔齒繞制方式，不存在繞組的分布因數，基波反電動勢的正弦度不高。同時，與一般永磁電機一樣，存在齒槽脈動轉矩，影響電機的輸出性能。一般可采取斜槽或改變磁鋼極弧系數等措施來提高電機的反電動勢正弦度，降低齒槽轉矩。本文采用的轉子磁鋼離心結構的雙繞組永磁容錯電機，如圖1所示。其定子結構采用電樞繞組集中式隔齒繞制的方式。通過改變磁鋼外徑的離心度h，不僅可提高氣隙徑向磁通密度的正弦度，而且可降低槽口對氣隙磁通密度的影響，達到提高繞組空載反電動勢的正弦度和降低齒槽轉矩的目的。

圖1 轉子磁鋼離心式雙繞組永磁容錯電機拓撲結構Fig.1 Topology of DFPM motor with a rotor centrifugal permanent magnet structure

當離心高度增大時，氣隙徑向磁通密度逐漸正弦分布，便于提高空載反電動勢的正弦度；同時，齒槽對整體徑向磁通密度的影響減少，因此，降低了齒槽脈動轉矩，如圖2所示。但隨著離心高度的增加，永磁體的漏磁系數增加，兼顧優缺點，選擇離心高度h=10mm。此時，由圖3可知，電機具有很高的正弦度，其諧波含量可忽略不計，便于后面控制算法的實施，提高控制性能。

圖2 不同離心高度時的齒槽轉矩波形Fig.2 Cogging torque waveforms of different centrifugal heights

圖3 實測及有限元分析的反電動勢波形Fig.3 The back EMF waveforms of experimental measurement and finite element analysis

3 雙繞組永磁容錯電機余度電驅動系統模型建立

本文的研究對象是圖1所示的對稱六相結構的雙繞組容錯電機。在容錯電機中含有兩套相互獨立的繞組，兩套繞組分別為 a、b、c繞組和 x、y、z繞組。本文電機的容錯結構，使得電機各相繞組相互獨立，互感小，具有很強的容錯性能。由于電機互感小，可忽略不計，便于建立電機的數學模型。

該電機在三相坐標系下的繞組a、b、c和繞組x、y、z的電壓和磁鏈方程可表示為

采用功率守恒進行坐標變換后，可得到其旋轉坐標系下的轉換矩陣為

其旋轉坐標系下的d-q軸的電壓如下：

其電磁轉矩Te可寫為

由于容錯電機永磁體為表貼式，Ld11≈Lq11，Ld22≈Lq22，Te可化簡為

其運動方程為

4 系統容錯控制策略與故障診斷

4.1 系統容錯控制策略

基于雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統的控制框圖如圖4所示，系統采用的是基于矢量控制的熱備份余度控制策略，其驅動系統采用兩套三相全橋驅動電路，對應于圖中的逆變器1和逆變器2，這樣相比與每相繞組采用H橋驅動的系統，不僅可以降低主功率管的數量，降低系統成本，而且可提高系統的可靠性和功率密度。兩套獨立的余度控制策略，分別包含速度控制器、電流控制器、SVPWM、abc/dq變換器和逆變器，余度間設有故障診斷和余度通信功能，系統采用了基于id=0的矢量控制熱備份余度控制策略。當系統正常時，電機兩套繞組各自對應的余度同時工作，每套繞組各自輸出50%的功率；當系統的某一套繞組發生故障時，通過故障診斷功能，首先將診斷出發生故障的一套繞組從系統中切除，其次利用余度通信功能將該故障信號傳遞到正常的一套繞組中，進而改變正常的一套繞組的控制狀態，增加其輸出功率，使其輸出100%的功率，進而保證系統輸出功率不變，實現容錯控制。

圖4 雙繞組永磁容錯電機余度電驅動系統的控制框圖Fig.4 The control block diagram of redundant control system of the DFPM motor

4.2 故障診斷

根據參考文獻[6]可知，在航空控制系統中，其電機和主功率變換器的故障率最高，而其中每飛行小時的故障率最高的兩種故障又分別為繞組斷路故障（故障率為 1 .3× 1 0-5）和繞組短路故障（故障率為6.7× 1 0-6）。對此，本文將主要對繞組斷路和繞組短路故障進行分析研究。其故障診斷方法可采取下表所示的故障診斷表進行故障診斷。

表 故障診斷表Tab. Fault diagnosis methods table

5 系統仿真驗證

5.1 仿真模型

利用 Matlab/Simulink工具箱建立雙繞組永磁容錯電機及其余度電驅動系統，主要包括逆變器模塊、雙繞組永磁容錯電機模塊、轉速PI控制器模塊、電流PI控制器模塊和SVPWM模塊。當直流母線供電 270V、電機帶載 10N·m在 1 000r/min的工作狀態下，a相繞組突然發生斷路故障時，及電機帶載5N·m在1 000r/min的工作狀態下，a相繞組突然發生短路故障時，對該容錯系統進行仿真驗證。

5.2 斷路故障仿真

0.02s a相繞組發生斷路故障時，繞組x、y、z的電流波形如圖5所示，繞組a、b、c的電流波形如圖6所示，電機中通過繞組x、y、z所輸出的轉矩波形如圖7所示，電機轉速波形如圖8所示。

圖5 繞組x、y、z的電流波形（a相斷路）Fig.5 The current waveforms of x, y and z windings

圖6 繞組a、b、c的電流波形（a相斷路）Fig.6 The current waveforms of a, b and c windings

圖7 電機中繞組xyz所輸出的轉矩波形（a相斷路）Fig.7 The torque waveforms of xyz windings

圖8 電機轉速波形（a相斷路）Fig.8 The speed waveforms of the DFPM motor

由圖5和圖6可以看出，發生斷路故障前，每套繞組各自承擔50%的功率，每相電流峰值為13A；當a相繞組發生斷路故障后，與a相相關的一套繞組 a、b、c各相電流均為零，而另一套正常的繞組x、y、z各相電流將變為原來的兩倍，每相電流峰值為26A，承擔著100%的功率，以確保輸出功率不變。由圖7可以看出，正常相繞組x、y、z所輸出的轉矩在故障前為負載的一半為 5N·m，而故障后，由于故障相繞組 a、b、c不再提供輸出功率，正常相繞組x、y、z將輸出整個負載功率，輸出轉矩為10N·m。而從圖8可以看出，當系統發生斷路故障后，電機輸出性能仍不變，實現了系統斷路故障容錯。

5.3 短路故障仿真

0.02s a相繞組發生短路故障時，繞組x、y、z的電流波形如圖9所示，繞組a、b、c的電流波形如圖10所示，電機轉矩波形如圖11所示，電機轉速波形如圖12所示。

圖9 繞組x、y、z的電流波形（a相短路）Fig.9 The current waveforms of x, y and z windings(phase a short-circuit)

圖10 繞組a、b、c的電流波形（a相短路）Fig.10 The current waveforms of a, b and c windings

圖11 電機轉矩波形（a相短路）Fig.11 The torque waveforms of the DFPM motor

圖12 電機轉速波形（a相短路）Fig.12 The speed waveforms of the DFPM motor

由圖9、圖10可以看出，發生短路故障達到穩態后，故障相繞組 a、b、c各相的短路電流峰值接近50A，達到容錯電機短路電流抑制值，具備抑制短路電流功能。而正常相繞組x、y、z各相電流峰值有極大的增加，達到25A，這是在于補償缺相轉矩和抵消短路相的脈動轉矩。由圖 11、圖 12可以看出，系統發生短路故障時，經故障瞬間造成的短時脈動后，系統仍能持續穩定運行，電機輸出性能不變，其輸出轉矩和轉速恒定不變，實現了系統短路故障容錯。

6 系統試驗驗證

6.1 試驗設備

基于雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統的試驗平臺如圖13所示。其主要實驗設備包括：雙繞組永磁容錯電機、兩套控制器、轉矩轉速傳感器、磁滯測功機、調壓器、28V控制電供電穩壓源、示波器、工控機和加載控制器。其電機定子結構采用電樞繞組集中式隔齒繞制的方式，如圖14所示。

圖13 雙繞組永磁容錯電機余度電驅動系統的實驗平臺Fig.13 The test platform of the redundant control system

圖14 雙繞組永磁容錯電機定子結構Fig.14 The stator structure of the DFPM motor

圖中，數字處理器采用 TI公司 TMS320F-2812，主頻150MHz，邏輯處理芯片采用Lattice公司的 M4A5—192/96，主頻為 10MHz。當電機帶載10N·m在 1 000r/min的工作狀態下，a相繞組突然發生斷路故障時，及電機帶載 5N·m 在 1 000r/min的工作狀態下，a相繞組突然發生短路故障時，利用圖14的試驗平臺對該容錯系統進行試驗驗證。

6.2 斷路故障試驗

當a相繞組發生斷路故障時，電機的a相和x相繞組的電流波形、電機中繞組x、y、z所輸出的轉矩波形和電機轉速波形，如圖15、16所示，與仿真波形一致。故障前，每套繞組各自承擔50%的功率，a相和 x相繞組電流峰值均為 13A；當 a相繞組發生斷路故障后，a相繞組的電流為零，而另一套正常的繞組x相繞組電流存在短時的輕微超調，600ms后x相繞組電流峰值穩定在26A，為原來電流的兩倍，承擔著 100%的功率，從而確保輸出功率不變。此時，正常相繞組x、y、z所輸出的轉矩由故障前的 5N·m增加到 10N·m，電機轉速恒定在1 000r/min。其中，故障瞬間，轉速略有下降，而電機中繞組x、y、z所輸出的轉矩瞬時增大，經過600ms后穩定輸出恒定的轉矩和轉速。由此可以看出，當系統發生斷路故障后，電機輸出性能仍不變，其轉速恒定不變和輸出功率不變，實現了系統斷路故障容錯。

圖15 a相繞組發生斷路故障前后的系統試驗波形Fig.15 Current waveforms of healthy phase x and fault phase a, the speed waveforms, and the torque waveforms of xyz windings when the phase a open-circuit fault

圖16 a相繞組發生斷路故障后系統處于穩態時試驗波形Fig.16 Current waveforms of healthy phase x and fault phase a, the speed waveforms, and the torque waveforms of xyz windings in phase a open-circuit fault steady state

6.3 短路故障試驗

當a相繞組發生短路故障后系統處于穩態時，電機的a相和x相繞組的電流波形、電機轉矩波形和電機轉速波形，如圖17所示，與仿真波形一致。

圖17 a相繞組發生短路故障后系統處于穩態時試驗波形Fig.17 Current waveforms of phase x and phase a, the speed waveforms, and the torque waveforms in phase a short-circuit fault steady state

短路故障后，a相繞組的短路電流峰值為45A，達到容錯電機短路電流抑制值，具備抑制短路電流功能。而正常相繞組x相繞組電流峰值穩定在25A，比故障前有極大的增加，這是在于補償缺相轉矩和抵消短路相的脈動轉矩。由圖17還可以看出，當a相繞組發生短路故障后系統處于穩態時，系統仍能持續穩定運行，電機輸出性能不變，其輸出轉矩和轉速恒定不變，實現了系統短路故障容錯。

7 結論

本文結合轉子磁鋼離心式對稱六相十極雙繞組永磁容錯電機，提出了一種基于雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統，系統采用了基于矢量控制的熱備份余度容錯控制策略，同時采取了故障診斷與余度通信策略。其雙繞組永磁容錯電機的轉子采用了表貼式離心磁鋼結構和定子采用了電樞繞組集中式隔齒繞制結構，不僅具有齒槽轉矩小、氣隙磁場分布正弦度高、永磁轉矩脈動小等優點，而且具備磁隔離、熱隔離、物理隔離以及抑制短路電流能力，具有很好的容錯性。其驅動系統采用兩套三相全橋驅動電路，相比H橋驅動電路，它不僅可以降低主功率管的數量，用較少的開關器件輸出較大的功率，降低系統成本，而且可提高系統的可靠性和功率密度。通過對基于雙繞組永磁容錯電機的余度電驅動系統進行了一相繞組斷路和一相繞組短路故障態的仿真驗證和試驗驗證，驗證結果表明，當系統發生斷路或短路故障后，電機輸出性能仍可保持不變，實現了系統斷路或短路故障容錯，證明了電機設計的合理性及容錯控制策略的正確性和容錯性。

[1] Coleman A S, Hansen I G. The development of a highly reliable power management and distribution system for civil transport aircraft[R]. AIAA1994- 4107, 1994.

[2] Weimer J. Past, present and future of aircraft electrical power systems[R]. AIAA 2001-1147, 2001: 1-9.

[3] Jones R I. The more electric aircraft: the past and the future? [C]. IEE Colloquium on Electrical Machines and Systems for the More Electric Aircraft, 1999:1/1-1/4.

[4] Atkinson G J, Bennett J W, Mecrow B C, et al. Fault tolerant drives for aerospace applications[C]. 6th International Conference on Integrated Power Electronics Systems(CIPS), 2010: 1-7.

[5] Bennett J W, Mecrow B C, Atkinson D J, et al. Faulttolerant electric drive for an aircraft nose wheel steering actuator[J]. IET Electrical Systems in Transportation,2011, 1(3): 117-125.

[6] Cao Wenping, Mecrow B C, Atkinson G J, et al.Overview of electric motor technologies used for more electric aircraft[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(9): 3523-3531.

[7] Ganev E D. High-performance electric drives for aerospace more electric architectures part I—electric machines[C]. Proceedings of IEEE Power Engineering Society General Meeting, 2007: 1-8.

[8] Weimer J A. The role of electric machines and drives in the more electric aircraft[C]. in Proc. IEEE IEMDC,2003, 1: 11-15.

[9] Atkinson G J, Mecrow B C, Jack A G, et al. The analysis of losses in high-power fault-tolerant machines for aerospace applications[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(5): 1162-1170.

[10] 郝振洋, 胡育文, 沈天珉. 永磁容錯電機的直接轉矩控制策略[J]. 電工技術學報, 2014, 29(3): 180-188.

Hao Zhenyang, Hu Yuwen, Shen Tianmin. Director torque control strategy of fault tolerant permanent magnet motors[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(3): 180-188.

[11] Zhao Yifan, Lipo Thomas A. Space vector PWM control of dual three-phase induction machine using vector space decomposition[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1995, 31(5): 1100-1109.

[12] 楊金波, 李鐵才, 楊貴杰. 一相開路雙三相永磁同步電機建模與控制[J]. 電工技術學報, 2011, 26(10):167-173.

Yang Jinbo, Li Tiecai, Yang Guijie. Modeling and control of dual three-phase PMSM with one open phase[J]. Transactions of China Electrotechnical Society,2011, 26(10): 167-173.

[13] Faa Jeng Lin, Ying Chih Hung, Meng Ting Tsai.Fault-tolerant control for six-phase pmsm drive system via intelligent complementary sliding-mode control using TSKFNN-AMF[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(12): 5747-5762.

[14] Jack A G, Mecrow B C, Haylock J A. A comparative study of permanent magnet and switched reluctance motors for high-performance fault-tolerant applications[J]. IEEE Transactions on Industry Applications,1996, 32(4): 889-895.

[15] 趙文祥, 程明, 花為, 等. 雙凸極永磁電機故障分析與容錯控制策略[J]. 電工技術學報, 2009, 24(4): 71-77.

Zhao Wenxiang, Cheng Ming, Hua Wei, et al. Fault analysis and remedial strategy of doubly salient permanent magnet motors[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(4): 71-77.

[16] Cao Ruiwu, Cheng Ming, Chris Mi, et al. A linear doubly salient permanent magnet motor with modular and complementary structure[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2011, 47(12): 4809-4821.

[17] Haylock J A, Mecrow B C, Jack A G. Enhanced current control of high-speed PM machine drives through the use of flux controllers[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1999, 35(5): 1030-1038.

[18] Mecrow B C, Jack A G, Atkinson D J, et al. Design and testing of a four-phase fault-tolerant permanentmagnet machine for an engine fuel pump [J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2004, 19(4):671-677.

[19] Wang Jiabin, Atallah Kais, Howe David. Optimal torque control of fault-tolerant permanent magnet brushless machines[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2003,39(5): 2962-2964.