七電平混合級聯型光伏并網逆變器研究

金 淵 梁 暉 陳 彪

（北京交通大學國家能源主動配電網技術研發中心 北京 100044）

1 引言

近些年來，光伏發電作為一種重要的分布式發電形式，由于其發電靈活性高，對可再生能源利用充分，得到迅速的發展。如何提高光伏并網系統的效率，減小其體積，成為人們關注的重點，多電平逆變器具有輸出電壓諧波含量低、電磁干擾小、輸出濾波器體積小等優點，在光伏發電領域中具有廣泛的應用前景，并且由傳統的高壓大功率向低壓小功率應用轉變。

多電平逆變器拓撲主要包括二極管鉗位型、飛跨電容型和級聯型三種結構，其中級聯型逆變器常采用H 橋級聯的方式實現，具有輸出電壓諧波含量低等優點，但也存在開關器件數量較多和所需直流源較多的問題[1]。文獻[2]提出了一種基于混合級聯的七電平逆變器，該逆變器由一個全橋電路和一個三電平NPC 結構半橋電路級聯組成，通過一個直流源輸入可以實現單相七電平輸出，相比傳統級聯方式少采用了一個全橋電路和兩組直流源，具有結構簡單、導通損耗低的優勢，但該文獻并沒有給出全橋電路支撐電容電壓的控制方式。本文針對光伏并網系統，對文獻[2]所提出的逆變器結構進行了改進，采用T 形三電平橋臂代替二極管鉗位型橋臂，簡化了電路結構，提高了系統效率[3,4]。在非隔離型并網逆變器中，半橋電路可以實現對光伏系統共模漏電流的抑制，但也存在直流電壓過高的問題，混合級聯逆變器在抑制共模電流的同時可以降低直流輸入側電壓，從而降低了器件耐壓等級。本文通過對七電平混合級聯逆變器的工作模態和死區影響進行分析，給出了一種基于最佳工作方式的高效直流電容電壓控制方法，并計算了其適用的調制深度范圍，采用了單載波方式實現逆變器的SPWM 調制。最后對上述內容進行了仿真和實驗驗證。

2 混合級聯逆變器電路結構及工作原理分析

2.1 電路結構

七電平混合級聯型光伏并網逆變器結構如圖1所示，該電路由一個T 型結構三電平半橋和一個兩電平全橋組成，兩部分電路以級聯形式連接。其中全橋電路的直流側電容C1作為支撐電容，輔助電路實現多電平輸出，光伏電池板通過Boost 變換器與逆變器輸入端即半橋電路的直流側相連，半橋電路電容中心點與地線連接，可以有效地抑制共模電流的產生[5]。

圖1 七電平混合級聯型光伏并網逆變器拓撲Fig.1 Seven-level hybrid cascade PV grid-connected inverter

2.2 工作模態

混合級聯型逆變器可以通過半橋和全橋電路配合工作實現電壓uad的七電平輸出。設七種電平值分別為±3E、±2E、±E 和0，如圖2 所示。為了易于實現電路的控制策略，可以設定三電平半橋電路輸出2E、-2E 和0 三種電平值，兩電平全橋電路輸出E、-E 和0 三種電平值。見下表，通過兩部分電路輸出電壓值的組合即可得到圖2 中的輸出電平。由此可以得出半橋電路的直流側電壓控制值相對輸出電平為4E，全橋電路的直流側電壓控制值相對輸出電平為E。

圖2 混合級聯逆變器輸出電壓區間Fig.2 The output voltage interval of hybrid cascade inverter

將電路的全部工作方式按照全橋支撐電路電容C1的工作狀態劃分為充電、放電和旁路三種種方式，見下表。其中±E 電平輸出通過充電和放電工作方式均可以實現，為控制支撐電容電壓的平衡提供了可控的冗余量。

表 混合級聯逆變器工作模態Tab. The working mode of hybrid cascade inverter

混合級聯型逆變器完成一次電平變換所需開關管的動作次數與其選擇的工作方式相關。如圖2 所示將七電平輸出電壓uad分為6 個區間，由上表可知，在區間2 中，uad輸出電平E 選擇放電工作方式，則實現電平在2E 和E 之間切換，全橋和半橋電路均需要改變工作狀態，完成一次電平變換需要進行兩次開關動作。同理可知，區間5 內輸出電平-E 選擇放電工作方式，區間3 和4 內輸出電平E 和-E 選擇充電工作方式也需進行兩次開關動作，其余區間的工作方式則為單次開關動作方式。多次開關動作會造成電路的開關損耗增大，因此在保證完成逆變器的調制和電容控制的條件下，應當優先采用單次開關動作的工作方式。

2.3 死區狀態分析

混合級聯型逆變器的冗余工作方式在不考慮死區影響的情況下等效，為了分析充電和放電兩種工作方式對輸出電壓的影響，對其死區續流狀態進行分析。當逆變器工作在區間2，且輸出電平E 采用充電工作方式時，逆變器在死區內續流通路為S5、VD1和VD4，死區電壓輸出為E，如圖3a 所示。采用放電工作方式時，死區續流通路為S6、VD7、S2和VD4，死區電壓輸出為0，如圖3b 所示。由上述分析不難發現，當選擇放電方式時，死區電壓值與理想七電平 PWM 波在該區域內的兩種電壓值不同，存在輸出電壓的跳變，出現這種情況的原因是全橋和半橋電路同時動作進入死區狀態所造成的，由于充電工作方式完成一次電平變換只有全橋電路動作，所以不存在該問題。同理可以得出，區間3和4 的充電工作方式死區電壓輸出分別為-E 和E，區間5 的放電工作方式死區電壓輸出為0，均存在死區電壓值的跳變。該狀態會造成輸出電壓諧波的增大，因此在選擇冗余量時，應盡量減少上述幾種工作方式的使用。

圖3 死區電壓輸出狀態Fig.3 Output voltage status in dead-time

3 混合級聯逆變器控制策略

圖4 混合級聯逆變器單相控制策略Fig.4 Control strategy for hybrid cascade inverter

七電平混合級聯型光伏并網逆變器的控制框圖如圖4 所示。前級輸入側的Boost 變換器可以實現對光伏電池的MPPT 控制。后級逆變器采用直流電壓環加交流電流環的雙閉環控制，其中交流電流環采用比例諧振控制器，以實現對交流電流的無靜差跟蹤[6,7]。在SPWM 調制過程中，加入了基于支撐電容電壓的滯環控制，以實現穩定電容電壓的目的。

3.1 電容電壓控制策略

七電平混合級聯型逆變器的全橋支撐電路沒有直流側輸入，因此穩定其直流側電容電壓成為該電路的一個重要控制目標。由前文的分析可知，在調制過程中通過電容充電和放電兩種工作方式的切換即可實現對直流電容電壓的控制。

工作方式的選擇需要考慮電壓切換所需開關動作次數以及死區輸出電壓諧波影響，區間2 和5 內采用電容放電工作方式以及區間3 和4 內采用充電工作方式，存在兩次開關動作和死區電壓跳變的問題。由此，可以得出逆變器的最佳調制方式，即在區間1 使用放電工作方式，在區間2 使用充電方式，區間3 使用放電方式，負半周與之對稱。在該調制方式下實現電容電壓平衡，在一個工頻周期內需要滿足電容充電電量等于放電電量。該條件的實現取決于調制深度的大小，由于調制深度在并網控制中會發生變化，所以需要通過閉環對電容電壓進行控制。基本的控制方式為，在逆變器的最佳調制方式中加入充放電工作方式的切換，由于各區間內選擇充電和放電工作方式電量的變化相同，則在正半周考慮三種可能出現的情況：第一種情況為

其中，Q1、Q2和Q3分別為區間1、2、3 內電容電量的變化值，該情況可以通過調節區間2 的工作方式實現電容電壓的平衡。

第二種情況為

該情況可以通過調節區間3 實現電壓平衡。第三種情況為

該情況由于區間1 沒有冗余量，導致無法實現電容的平衡控制。

由前文的分析可知，調節充放電方式會增加開關損耗，且由于區間3 所對應的電流值較小，由開關次數增加所造成的損耗也較小，所以選擇在該區間內切換工作方式會得到更好的調制效果。由上述分析可知，Q2較合適的取值范圍應滿足式（2）。計算其所對應的調制度，在區間1 內電容的電量變化值可以表示為

式中，t1、t2為區間1 在工頻周期內的起始和結束時間；θ1為起始角度；is為并網電流；Im為其最大值；ns為調制波的標幺值；Nm為其最大值。

在區間2 內電容的電量變化為

在區間3 內電容的電量變化為

聯立式（2）、式（6）、式（9）和（12）可以求得調制深度的取值范圍為

當調制度取值接近其下限時，電容的放電過程相對充電過程更長，其對應的最佳調制方式也較長，因此實際調制度取值應盡量接近其范圍下限。實際系統中考慮死區和電流相位對調制度的影響，可以通過實驗測試系統的合理調制度。

3.2 單載波SPWM 調制

單相多電平逆變器的調制常采用載波層疊SPWM方式實現[8,9]。如圖5a 所示，該方式采用6 組三角波進行層疊，在調制波正半周通過三角載波u1、u2和u3進行調制，在負半周通過u4、u5和u6進行調制，在調制信號過零點切換使用的載波，每組三角載波只工作半個周期。這種做法在DSP 控制系統中實現，存在占用事件管理器資源多的問題。

圖5 單載波SPWM 調制Fig.5 Single carrier SPWM modulation

針對上述問題，給出一種單載波SPWM 調制方式[10,11]。在正弦調制波中加入直流分量，如圖 5b所示，調制波在一個工頻周期內分為三段，分別在各自的區域內控制對應的開關管，其中每一段對應的電壓值為

在調制波正半周期內，采用最佳調制方式，則調制波uref1和uref3控制開關管S3和S4，uref2控制S1和S2，半橋電路在正弦調制波切換區域時改變工作狀態。調節電容電壓時，調制波uref1在區間3 內需要同時控制兩個橋的動作，負半周改變調制波所對應的開關管，邏輯與之相同。該調制方式在DSP控制系統中實現，只需占用少量計數器資源，即可實現8 路脈沖輸出，完成對于七電平混合級聯型逆變器的控制，有效地節省了控制器的系統資源。

4 仿真和實驗結果

采用 Matlab/Simulink 軟件對七電平混合級聯型逆變器進行仿真研究。對不同工作方式下逆變器輸出電壓諧波進行對比。其中死區時間取值為2μs，開關頻率為10kHz，最佳工作方式輸出電壓諧波含量為24.40%，諧波集中在開關頻率的整數倍附近。在區間3 和4 中采用放電工作方式，電壓諧波含量為26.71%，在區間2 和5 中采用充電工作方式，電壓諧波含量為27.67%，上述冗余工作方式相對最佳方式，諧波含量均有所增加。仿真結果驗證了前文關于冗余量對輸出諧波影響的結論。

圖6為七電平混合級聯型逆變器并網工作時支撐電容的狀態。其中電容電壓的滯環寬度為4V，并網電流值為20A，直流側電壓值為532V。如圖6d所示，逆變器的調制深度約為0.8，符合式（13）計算得到的調制度取值范圍。如圖6c 所示，電壓值在控制范圍內波動，虛線內為充電工作方式，在調節區間3 和4 內，輸出波形出現死區電壓跳變，電容電流值由負變到正。如圖6a 所示，逆變器處于最佳工作方式的時間大于冗余工作方式，由此可知，該調制度滿足前文對于延長最佳工作方式的要求，驗證了計算結果的準確性和電容電壓控制方式的可行性。

圖6 支撐電容工作狀態Fig.6 Working states of support capacitor

圖7為七電平混合級聯型逆變器與三電平半橋逆變器并網電流諧波的對比。當兩種逆變器均采用10kHz 開關頻率與1.5mH 濾波電感時，七電平逆變器輸出電流諧波含量為3.6%，三電平逆變器輸出電流諧波含量為11.01%，三電平逆變器的電流諧波含量不能滿足一般情況下對于并網電流諧波的要求。在增加其開關頻率至20kHz，電感值至2.4mH 的仿真條件下對三電平逆變器的并網電流諧波再次進行了仿真，其輸出電流諧波含量為3.52%，在該情況下三電平逆變器可以得到和七電平逆變器相近的電流諧波含量。由上述仿真結果可以得出結論，由于七電平逆變器具有更小的輸出電壓諧波，故可以采用更低的開關頻率和更小的電感值，達到前文提出的減小開關損耗和濾波電感體積的效果。

圖7 輸出電流諧波對比Fig.7 The comparison of output current THD

基于TMS320F28335 搭建了小功率實驗臺，開關頻率為10kHz，支撐電容值為2 000μF，調制度為0.8。

圖8a為充電過程中電容電壓與逆變器電壓的輸出波形。電容電壓值在該階段上升，電容充電，逆變器輸出電壓在區間3 和4 出現死區電壓值跳變。圖8b為放電過程，電容電壓值在該階段下降，電容放電，逆變器處于最佳工作狀態。逆變器輸出波形與前文關于死區電壓的分析一致，驗證了支撐電容電壓閉環控制的可行性。

圖8 電容電壓與逆變器輸出電壓波形Fig.8 The output voltage waveforms of capacitor and inverter

圖9為兩電平全橋和三電平半橋各自的輸出電壓。由圖可知，在最佳工作方式即放電方式下，三電平半橋工作在低頻狀態，該工作方式能有效減小逆變器的開關損耗，提高系統的效率。在充電工作方式下，區間3 和4 內三電平半橋處于高頻工作狀態，和兩電平電路同時動作，會導致開關損耗的增加，與理論分析一致，驗證了單載波SPWM 調制的可行性。

圖9 全橋與半橋輸出電壓波形Fig.9 The output voltage waveforms of full bride and half bridge

5 結論

本文研究了一種適用于小功率光伏并網系統的七電平混合級聯型逆變器。該拓撲相比于傳統級聯結構，具有器件數量少、導通損耗小的優勢，可以有效提高逆變器的效率，減小其體積。同時針對七電平混合級聯型逆變器，給出了易于DSP 系統實現的單載波調制方式和基于冗余工作方式切換的支撐電容電壓控制方法，通過計算得出了該方法的適用條件，并由仿真和實驗驗證了上述內容的可行性。

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