X波段便攜式情報雷達集成化接收機設計?

(中國電子科技集團公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

便攜式戰場偵察雷達已被世界各國廣泛應用于戰場情報偵察、邊境和敏感區域監視等任務中,其主要用途是對指定地區的活動目標進行探測,具有小型化、質量輕、安全可靠、性能穩定、攜帶方便、使用快捷等特點。國外于20世紀40年代開始研究地面戰場便攜偵察雷達,美國、俄羅斯、以色列等國家都先后成功研制了先進的型號產品,如美國的AN/PPS系列、法國的RB12B雷達,以及英國的MSTAR系列雷達,在近些年的局部戰爭中都得到了很好的驗證。近年來,各國在對原設備進行輕小型化的同時,利用快速發展的雷達技術,不斷提高雷達的性能。我國地面戰場偵察雷達研究起步較晚,整體性能和國外相比還有一定的差距[1-2]。作為便攜式戰場偵察雷達基本單元——接收機,它的體積、重量、技術指標等決定了戰術指標的高低。如何在有限的載荷、空間、功耗的條件下工程實現高集成化、低功耗、低重量、小體積的接收機是便攜式戰場偵察雷達的核心技術[3]。

本文從系統設計和具體實現兩個方面介紹一種應用于X波段便攜情報雷達的小型化接收機集成設計,該接收機集成了兩路模擬下變頻通道、一路模擬上變頻通道、頻綜電路(雙本振)和校正開關組件。為適應集成化設計、小型化設計、強電磁兼容性設計,通過多層微帶設計技術實現了頻率源、收發通道及波形產生的集成化和用模塊化設計。在滿足系統指標的前提下,具有集成度高、功耗低、體積小的特點,能夠很好地適應便攜式情報偵察雷達小型化、集成化發展的需求。

1 系統組成及原理

系統原理框圖如圖1所示,T/R組件通過網絡形成和差波束,再通過兩路下變頻通道完成信號的接收,另外一路上變頻通道把DDS產生的波形信號通過兩次變頻后饋入合成功分網絡,形成發射激勵信號。考慮到系統要求體積小、重量輕,設計時將頻率合成器、波形產生、發射激勵、接收通道和校正開關集成設計。

2 系統設計與實現

2.1 接收通道的設計

接收通道電路由低噪聲放大器、微波濾波器、微波混頻器、中頻濾波器、中頻放大器等部分組成。為了提高系統集成度,有源器件和混頻器均采用了單片微波集成電路(MMIC)表貼模塊。濾波器設計時考慮使用一體化介質濾波器,以減小其體積及重量。系統的噪聲系數為3.5 dB,信號帶寬為20 MHz,系統總動態為80 dB,瞬時動態為50 dB,A/D最大輸入電平為10 dBm,計算系統的極限靈敏度[4-5]:

式中,BW為回波信號帶寬,NF為系統噪聲系數,得到的極限靈敏度為-97 dBm。系統的噪聲系數主要取決于前級T/R組件,考慮到T/R組件的增益約為28 dB,噪聲系數為2 dB,合成網絡插損為6 dB,設計時合理安排每級放大器增益和P-1,保證接收通道的瞬時動態50 d B,使用STC控制30 dB,這樣可滿足系統瞬時動態50 dB、總動態80 dB的要求。接收通道增益分配框圖如圖2所示。

根據噪聲系數計算公式(2)[6]:

計算可得接收通道的噪聲系數約為7 dB,考慮到前級T/R組件的增益和噪聲系數,接收通道7 dB的噪聲系數對系統噪聲系數影響較小,可以滿足系統對噪聲系數的要求。

圖2 接收通道噪聲系數和增益分配圖

2.2 頻綜電路設計

頻率合成器的合成方式主要有直接頻率合成、間接頻率合成(PLL)、直接數字合成(DDS)。如采用直接頻率合成方式來產生一本振,不能滿足系統對重量體積的要求,采用直接數字合成(DDS)不能滿足X波段頻率要求,因此采用鎖相合成的方式來產生一本振,用直接合成的方式來產生二本振及相關時鐘。雷達采用脈沖體制,頻率合成器采用雙路鎖相“乒乓”模式以適應近距離采用補盲窄脈沖對頻率合成高速變頻時間的要求,具體實現如圖3所示。

圖3 頻綜電路原理圖

采用80 MHz的晶體振蕩器作為參考信號,晶振功分一路作為A/D的采樣時鐘,將晶振三倍頻后產生240 MHz的DDS時鐘,晶振二分頻作為全機基準時鐘和波形時序時鐘,同時一路80 MHz的信號通過鎖相倍頻直接產生二本振信號,一路80 MHz信號作為鑒相器的參考信號,通過鎖相倍頻產生頻率步進40 MHz的一本振,采用鎖相合成方法、鑒相頻率40 MHz、HITTITE鎖相環HMC767LP6CE,該鎖相環集成了VCO,采用整數分頻,在X波段輸出的相位噪聲接近-100 dBc/Hz@1 k Hz,可滿足系統的要求。

2.3 波形產生電路

波形產生電路可直接在中頻載波產生線性調頻、非線性調頻、相位編碼等波形,選用的核心器件為AD公司的DDS芯片AD9854。DDS產生波形的基本原理是:向DDS輸入起始頻率控制字K、增量頻率字ΔK(調頻斜率),在系統時鐘fc作用下,每時鐘周期頻率累加器完成一次ΔK頻率累加,相位累加器則根據頻率累加器輸出完成一次相位累加。取N位相位累加器輸出的高A位去尋址查正弦函數表,將相位信息轉化為幅度信息,然后經D/A變換、低通濾波就可得到需要的波形。由于DDS輸出信號的頻率是根據其頻率控制字來變化的,只要使頻率控制字K按照調制信號的規律進行改變就可實現所需要的調頻信號。圖4給出了基于DDS的波形產生的原理框圖[7]。

圖4 基于DDS的波形產生的原理圖

其工作過程如下:DDS邏輯控制電路在輸入二位波形代碼和導前的作用下,向DDS輸入起始頻率控制字、頻率增量控制字,DDS芯片根據輸入的控制字產生模擬輸出波形,該波形經帶通濾波放大后輸出。

2.4 上變頻通道的設計

上變頻通道的功能是將波形產生的中頻信號經過兩次變頻產生X波段的激勵信號通過功分網絡饋入前端T/R組件,電路原理框圖如圖5所示。

圖5 上變頻通道的原理圖

首先將DDS產生波形與二本振上變頻產生一中頻信號,再將一中頻信號與二本振信號混頻產生射頻激勵信號,設計時要考慮到一本振與二本振之間的隔離,避免一本振和二本振產生交調,通過合理的設計,激勵信號雜波抑制度可做到大于60 dB。為了減少功耗,對末級激勵功放設計了調制電路。由于系統對體積和集成度的限制,本方案沒有采用傳統的功放調制電路,設計使用了一個簡單的電路,如圖6所示,IN端(電源輸入)接穩壓器的輸出端,OUT端(電源輸出)接激勵放大器的漏極。Q1和Q2是一對M OSFET場效應管,一個是N溝道,另一個是P溝道。當Q2的柵極加邏輯“1”時,Q2導通,Q1的柵極接地,Q1導通;當Q2的柵極加邏輯“0”時,Q2截止,Q1柵極通過R1電阻拉至IN端的輸入電壓,Q1截止;當Q1和Q2都導通時,對地漏電流由R1和R2決定。通常選擇R1＞10R2,保證Q2導通。通過調整R1的值,可以改善上升下降沿時間,通常R1取在kΩ量級。上升下降沿速度約在300 ns,可以滿足系統使用需要。Q1和Q2為SOT表貼封裝的集成電路,整個電路面積不足8 mm×5 mm。

圖6 激勵調制電源原理圖

3 集成化設計

采用常規的設計方法將下變頻、頻率合成器、上變頻、波形產生作為分離組件再使用射頻電纜互連的形式構成接收機已經無法滿足便攜式情報雷達對集成化的要求。

根據便攜式情報雷達的設計要求和特點,結構設計采用輕型鋁質材料進行一體化設計,并采用小型接插件。接收機盒體采用對扣設計,將兩路變頻通道、一路激勵通道與頻綜電路集成在一塊多層復合微帶板上,所有控制線和電源線置于多層微帶板內層中。濾波器采用插針式結構,通過正面螺釘直接固定在微帶板背面,節省了微帶板空間。微帶板通過螺釘倒扣栓接于一體成型的上盒體隔筋上,電路單元與單元之間通過盒體隔筋隔離,改善電磁兼容和抗干擾能力的同時提高了接收機集成度;各單元電路間采用隔腔分開,并加強電源濾波。波形產生電路與校正開關固定在下盒體隔筋上,通過射頻飛線與微帶板互連。對濾波器與微帶板之間的垂直過渡進行了優化設計,改善濾波器通帶內的頻響特性。具體結構形式和實現形式分別如圖7和圖8所示。

圖7 集成化接收機設計示意圖

圖8 集成化接收機設計實現圖

4 測試結果

對設計完成的樣機進行了指標測試,滿足系統指標要求。測試結果如下:

1)本振相位噪聲:≤-100 dBc/Hz@1 k Hz;

2)變頻時間:≤150μs;

3)收發模塊噪聲系數:≤8 dB;

4)系統動態范圍:≥80 d B;

5)總功耗:≤20 W;

6)接收通道增益:≥40 d B;

7)通道內帶內起伏:≤1 dB(中頻16 MHz帶內);

8)接收通道內幅度不一致性:≤1 d B;

9)激勵信號輸出功率:≥24 dBm;

10)接收機重量:≤1 200 g;

11)接收機功耗:≤20 W;

12)尺寸:216 mm×123 mm×30 mm。

5 結束語

本文設計實現了一種基于便攜式情報偵察雷達平臺的集成化接收機。將兩路變頻通道、一路激勵通道與頻綜電路集成在一塊多層復合微帶板上,采用調制電路對激勵信號的電源進行調制,在滿足系統指標的前提下,使得整個接收機的體積和功耗大大減小,能夠較好地滿足便攜式情報雷達對接收機的體積、重量要求。本文設計的接收機具有很高的工程實用價值,對后續便攜式情報偵察雷達接收機的設計有著借鑒意義。在后續的工作中,考慮將分離的波形產生電路和校正開關進一步集成,融合在復合微帶板上設計,進一步縮小體積,提高集成度。

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