以LM5035為核心的高效勵磁電源的設計

王旭東++隋馨++閆美存++李鑫

摘要：為了改進傳統勵磁電源效率低、穩定性差等缺點，以LM5035為核心設計了一款高效勵磁電源.給出了基于LM5035的高效勵磁電源驅動控制電路、保護電路及反饋電路的設計過程，并用MATLAB軟件對電源進行仿真，最后與采用肖特基半橋整流方式的勵磁電源進行了對比實驗.結果表明：本設計中勵磁電源的傳輸效率明顯高于其他傳統勵磁電源，且電路結構簡單，可靠性高，進而證明了該款勵磁電源具有較高的實用價值.

關鍵詞：勵磁電源；電源驅動控制；LM5035；高效率

DOI：10.15938/j.jhust.2015.05.002

中圖分類號：TM331

文獻標志碼：A

文章編號：1007-2683（2015）05-0008-06

0 引言

同步電動機的勵磁電流是同步電動機穩定運行、實現功率因數可調的決定性因素.傳統的勵磁系統操作復雜、工頻變壓器能耗較高，并且不能準確地控制勵磁電流.近年來隨著開關電源中各種性能優異的專用集成電路大量涌現，開關電源的技術指標、性能及質量等有了很大的提高.通過對一些專用集成電路的分析研究發現，他們的核心控制部分與同步發電機勵磁控制電路的基本原理非常接近，具有很高的利用價值.在一塊芯片上，集成了多種基本的模擬及邏輯電路，從而簡化了外圍電路的設計，有利于加強和完善勵磁電源的功能，提高勵磁系統的性能和質量，本文設計的勵磁電源所采用的LM5035，就是一款高度集成的芯片，它將一次側半橋PWM驅動電路，二次側同步整流驅動電路，保護電路等模塊集成到了一起，且驅動頻率最高可以達到2MHz.其具有更小的體積，更高的效率和可靠性，更為適用于同步電機勵磁系統中.

1 基于LM5035的高效勵磁電源的結構特點

LM5035是美國國家半導體公司出品的一款應用于電力電子領域的控制芯片，與其他常用勵磁電源PWM控制芯片相比，LM5035最大的優點就是集成度很高，具有兩路105V/2A的半橋柵極驅動信號、兩路可編程延遲的同步整流控制輸出，并且工作頻率高，具有電阻可編程的2MHz振蕩器.

LM5035提供了兩個柵極驅動輸出和兩個同步整流驅動信號輸出，其中，柵極驅動輸出直接驅動原邊功率MOSFET，同步整流驅動信號電平則通過隔離接口驅動二次側同步整流器，二次側驅動器通常用于提供控制同步MOSFET整流所需的柵極驅動電流.與傳統的PN結或肖特基整流器技術相比，采用同步整流技術的勵磁電源擁有更高的轉換效率和更大的功率密度.傳統勵磁系統的勵磁電源都是由工頻變壓器將電網電源變壓隔離后，通過可控硅整流橋將三相電源轉變為轉子繞組所需的直流電源.但由于可控硅只能控制導通不能控制關斷，容易發生上下橋臂同時導通，給工業生產造成損害.而且，這種勵磁電源由六個可控硅組成，需要六路觸發脈沖的產生、同步、換相、放大、輸出等一系列附加環節，使整套裝置體積增大，結構更加復雜，可靠性大大降低，用體積小、重量輕、效率高、動態響應快、輸出紋波小、控制精度高的高頻開關電源取代傳統的相控電源，可使勵磁電源具有以下的優點：首先，采用高頻變壓替代工頻變壓器傳輸能量，可以通過提高電源的T作頻率來減小變壓器的體積和重量，并且提高變壓器的功率密度，其中，LM5035的工作頻率最高可以達到2MHz，遠遠高于其他PWM控制芯片；其次，DC-DC變換器可實現變流裝置一、二次側之間的電氣隔離，可減少對電網的諧波污染，降低了對電網的擾動.相比于其他芯片控制的勵磁電源，本文所設計的基于LM5035的高效勵磁電源結構特點如圖1所示.

本文所設計的勵磁電源是一種新型的非接觸式同步電機勵磁電源，結構上可分為兩部分，如圖2所示，一部分由控制器、逆變器和磁罐變壓器初級組成，安裝在同步電機定子上；另一部分由磁罐變壓器次級和整流器組成，安裝在同步電機轉子上，圖2中虛線部分是電機的轉子部分，磁罐變壓器的次級鐵心和整流器與電機轉子鐵心和勵磁繞組同軸排列，其中整流器的功能是完成交流變換成直流的過程，為了避免該整流電路固定在轉軸一側引起偏心，需要將電路設計成圓形對稱結構，平均放置整流元件，電路板中心掏空，可以令轉子轉軸通過.磁罐變壓器初級鐵心安裝在同步電機定子上，固定在電機定子端部，并與磁罐變壓器的次級鐵心相對.控制器和逆變器放置在定子殼體空腔內，共用直流母線排列于定子殼體內表面.

2 工作原理與電路設計

2.1 基于LM5035的高效勵磁電源的基本原理

基于LM5035的高效勵磁電源原理圖如圖3所示.一次側采用的是半橋式拓撲電路，其具有抗不平衡能力強，功率相對較大，功率開關管在關斷時承受的電壓較低等優點.LM5035的HO、LO引腳輸出兩路互補的PWM脈沖驅動，分別控制半橋中兩個MOSFET Ql和Q2的柵極，使兩個開關管交替導通，通過調節開關管的占空比，就能改變變壓器二次側整流輸出平均電壓，實現功率轉換.由于電容器C₁、C₂的隔直作用，半橋電路可對由于兩個開關管導通時間不對稱而造成的變壓器一次電壓的直流分量具有自動平衡作用，因此該電路不容易發生變壓器偏磁和直流磁飽和問題.

芯片的低功耗、高效率是電路系統設計中的一個重要指標，尤其是在低電壓、大電流電路中.通常用的整流二極管的正向導通壓降較高，快恢復二極管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可高達1.5V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生至少0.3V的壓降.由于整流二極管的導通壓降較高，在低電壓、大電流輸出的情況下，輸出端整流管的損耗尤為突出，這將嚴重影響勵磁電源的效率，損耗產生的熱能還有可能導致勵磁電源的溫度上升，嚴重時甚至致使勵磁系統運行不穩定.與傳統的PN結或肖特基整流器技術相比，同步整流技術擁有更高的轉換效率和更大的功率密度.但同步整流技術的核心問題是同步整流管的驅動問題，若采用外部驅動式同步整流會使勵磁電源結構變得復雜，系統性能不穩定，且價格昂貴，而本文采用的PWM控制芯片LM5035因自身集成了同步整流驅動信號所以能夠避免以上問題.因此本設計中二次側采用了同步整流裝置，用通態電阻極低的功率MOSFET來取代整流二極管，以降低整流器的損耗，提高變換器的效率，使其更加適合應用于低電壓、大電流輸出的車載系統勵磁電源中.變壓器T.的副邊、SR₁ MOSFET和SR₂MOSFET構成同步整流電路，Lf和Cf起濾波作用，由于開關頻率很高，容值足夠大的電容Cf可以使輸出的直流電壓保持穩定，

相比于傳統控制芯片的勵磁電源電路而言，本設計中的勵磁電源，一次側方面，省去了外圍電路中的半橋驅動電路；二次側方面，采用了可以提高效率的同步整流，可省去同步整流控制電路及驅動電路.因LM5035本身獨有的優點，使勵磁電源具有更高的集成度和傳輸效率，工作可靠性也隨之提高.

2.2 勵磁電源的控制電路與保護電路

LM5035中的軟啟動電路允許穩壓器逐步達到穩態工作點，從而降低啟動應力和浪涌電流.晶振頻率由一個接在RT腳與AGND間的外部電阻決定，其振蕩器的頻率為輸出引腳（HO、LO、SR₁和SR₂引腳）頻率的2倍.RT腳外接電阻器的值可由式（1）確定：

2.2.1 開關管柵極驅動輸出設計

LM5035提供了兩個交替互補的柵極驅動輸出，浮動高側柵極驅動HO和參考地低側柵極驅動LO.每個驅動可承受的最大拉電流為1.25A，灌電流為2A.柵極驅動LO直接由VCC腳供電，柵極驅動HO則由HB腳和HS腳之間的自舉電容供電.VCC腳與HB腳之間外接一個二極管（陽極接VCC腳，陰極接HB腳），當開關節點HS為低電平時，VCC腳通過該二極管為自舉電容充電，當高壓側MOSFET導通時，HB腳的電壓值為峰值電壓Vcc+VHS.HB腳和HS腳之間的自舉電容至少為0.01μF.

由于LM5035內部存在70ns的固定死區時間，每一個輸出引腳的最大占空比都被限制在稍微小于50%的區間內.COMP引腳為開路時，輸出的波形的占空比最大.每一個輸出的最大占空比都可以由式（2）來確定：

其中，T_s是H0或L0的一個完整工作周期，T_D是內部固定死區時間.

2.2.2 同步整流控制輸出設計

變壓器二次側采用同步整流技術可提供更高的傳輸效率，尤其是對低輸出電壓的變換器而言.同步整流MOSFET使整流器正向壓降從0.5～1.5V降到10～200mV，從而降低了整流損失.與二極管整流不同，MOS管具有雙向導通的特性，因此可能存在開關元件的切換反應不及時而造成的短路，所以一定要在同步整流驅動信號之間設定死區時間，死區時間的設置應當適中，若死區時間設置太長，在續流期間的較長一段時間內電流將流過同步整流管的體二極管，從而引起較大損耗；若死區時間設置太短，可能出現直通，有可能損壞開關器件，所以在設置死區時間的時候應該采用較為精確的控制，就可以減少損耗，提高電源的效率.LM5035中的SR₁引腳和SR2引腳為同步整流驅動信號輸出引腳，可控制同步MOSFET（SR MOSFET）的門極輸出，最大能夠提供0.5A的驅動電流.

在設計驅動電路的時候，最重要的是要考慮同步整流管SR， MOSFET和SR，MOSFET之間的時序配合問題.HO，LO，SR₁和SR₂的時序圖如圖4所示.本設計中變壓器二次側繞組的中心抽頭與輸出功率電感串聯，當HO腳輸出為高，即變壓器原邊儲能時，SR₂ MOSFET為導通狀態，與此同時，SR₁MOSFET必須是關斷的.當HO由高降為低后，電感中的電流仍然通過SR₁ MOSFET的體二極管進行續流，但其體內二極管的正向導通壓降和反向恢復時間都比SBD大得多，一旦電流流過SR的體二極管，整流損耗將明顯增加.因此，為了減少寄生二極管產生的附加損耗，在運行過程中，可以通過最小化死區時間T₂，即使負載電流流過SR的體二極管時間盡量短來提高效率，但同時也要保證T₂有足夠長的死區時間可用來防止擊穿電流，同理，當LO為高時，SR₁ MOSFET為導通狀態，SR₂ MOSFET為關斷狀態.死區時間T₁是為了保證SR₂ MOSFET可靠關斷后，其體二極管再導通.死區時間T₂是為了保證體二極管可靠關斷后，SR₂ MOSFET再導通.SR₁和SR₂輸出由VCC直接供電，每路輸出的允許的灌電流和拉電流均為0.5A.

通常，SR₁和SR₂的信號需通過一個脈沖變壓器隔離后控制同步整流MOSFET.柵極的實際灌電流和拉電流是由副邊偏置電源和柵極驅動器提供的，死區時間可由式（3）和（4）得到：

其中，T₁為SR，，SR₂下降沿到HO，LO上升沿的死區時間，T₂為HO，LO下降沿到SR₁，SR₂上升沿的死區時間，R_DLY為DLY腳與AGND腳間電阻.

2.3 反饋電路設計

為了提高勵磁電源系統工作的穩定性，實現控制電路的安全工作，避免將輸出電路的噪聲引入控制回路，對勵磁電源的輸出進行采樣反饋和電氣隔離是必須的.本文中的高效勵磁電源采用TLA31配合光耦PC817A的電路來實現輸出電壓反饋和電氣隔離.

PC817的發射極輸出的電流被引入到LM5035的COMP腳所接的內部NPN電流鏡像源.PWM波的占空比在零電流輸入的時候為最大，當輸入電流為1mA時，占空比為0.當輸出電壓升高時，流人COMP腳的電流變大，輸出占空比就會減小，使輸出電壓降低；當輸出電壓低降低時，流入COMP腳的電流變小，輸出占空比就會增大，使輸出電壓升高.采用隔離反饋后可使輸出電壓穩定在所需值.

3 基于LM5035的高效勵磁電源功率損耗分析

基于LM5035的高效勵磁電源的功率損耗主要來源于功率器件MOSFET，而功率開關管在工作工程中的損耗由導通損耗、開關損耗、驅動損耗及與時序有關的損耗四部分組成.MOSFET的等效模型如圖5所示，其中C_gs為柵極和源極之間的寄生電容，C_gd為柵極和漏極之間的寄生電容，C_ds為漏極和源極之間的寄生電容，R_g為柵極電阻，R_cha為C_gd與并聯的寄生電阻，R_d為R_cha與漏極之間的寄生電阻，R_d和R_cha之和為溝道導通電阻R_ds（on），它與柵源電壓的大小有關.

3.1 導通損耗

導通損耗是指當功率開關管已經開通，同時開關和驅動波形穩定以后的導通狀態的損耗，其大小由導通電阻和整流器的輸出電流共同決定，同步整流功率器件的導通損耗如式（5）所示，體二極管的導通損耗如式（6）所示，其中，f_s表示變換器T作的頻率，為通過MOSFET的漏極電流有效值，a為開關管驅動信號的占空比.

3.2開關損耗

MOSFET典型的開通和關斷過程如圖6所示.其中，u_p為脈沖電壓，UT為MOSFET開啟電壓，u_GS為柵極電壓，u_ds為漏源極之間電壓，i_d為漏極電流.開關損耗出現在功率管在開通和關斷的過渡過程中，由于漏極和源極上的電流和電壓同時變化引起相互交疊，作用到開關管內部的計生原件上而形成的損耗.開通損耗和關斷損耗如式（7）和式（8）所示.

3.3 驅動損耗

功率管柵極驅動損耗為功率管柵電容以及源極、漏極寄生電容充放電引起的損耗.當開關頻率低于500 kHz時，可以忽略柵極驅動損耗.但當MOSFET驅動頻率很高時，則不能忽略柵極驅動損耗.功率管柵極驅動損耗與負載電流無關，主要由變換器工作頻率決定.MOSFET柵極驅動損耗式（9）所示.

3.4 和時序有關的損耗

功率管的時序有關的損耗分為3種情況，它們均和負載電流無關：

1）短路損耗.這種損耗產生在無死區時間的情況下.在功率管開關狀態轉換期間，為了保證兩個功率管不同時導通，必須設置恰當的死區時間，否則將會導致電源和地之間的短路，造成很大的短路損耗.

2）體二極管導通損耗.當死區時間過長時，為了維持電感中的電流，體二極管將會導通續流.尤其是在低壓系統中，體二極管的正向導通壓降所產生的導通損耗是不可忽視的.

3）電容開關損耗.當死區時間過短時，在每個周期內，開關管導通都會將寄生電容的容性開通損.

4 仿真與實驗結果分析

本文所設計的基于LM5035的高效勵磁電源各個參數指標如下所示：輸入電壓12V，輸出電壓12V，輸出勵磁電流8.3A，工作頻率10 kHz.根據以上設計要求，則所需晶振頻率為20kHz，電阻RT=33kΩ，此頻率下的最大占空比為49.3%.反饋電路中R₁=45k，R₂=12k.過壓、欠壓保護電阻R₃=50k，R₄=3k，R₅=5k，UVLO_（off）=9V，UVLO_on=10.4，OVP_off=14.5V，OVP_（on）=13.3V.額定電流為8.3A，設過流臨界值為12A，則采樣電阻為0.02Ω.變壓器變比為6/5.

本文所設計的基于LM5035的勵磁電源中同步整流器件的型號為AUIRFR3710，與之進行對比試驗的基于其他芯片的勵磁電源中選用的是MBR3060CT肖特基二極管作為整流器件，兩種器件的正向導通壓降曲線如圖7所示，仿真波形分別如圖8、9所示.

本文對基于LM5035的勵磁電源和基于其他芯片的勵磁電源分別進行了仿真，不同控制芯片的勵磁電源效率隨負載電流的變化情況如圖10所示.

圖10不同整流方式下勵磁電源負載一效率曲線

由仿真數據可知，當輸出為100W時，采用同步整流方式的勵磁電源能量傳輸效率比采用肖特基整流時提高了8.5%（87.2%-78.7%）.

理論上，由式（12）可得，采用肖特基整流管時管壓降所導致的損耗PMBR為5.8W；由式（13）可得，采用同步整流時的管壓降所引起的功率損耗P_MOSFET僅為2.4W.

相同參數下的實際試驗中，不同整流方式的實測對比數據如表所示，

由表1可知，采用同步整流技術后的勵磁電源傳輸功率比肖特基整流時提高8.46%.

經實驗檢測，額定負載下，基于LM5035的高頻半橋式高效勵磁電源的輸出紋波為40mV，電壓調整率為0.1%，負載調整率為1%.

5 結 語

本文設計是以高集成度的LM5035為PWM控制芯片的高效勵磁電源，因其集成了勵磁電源驅動電路和同步整流驅動電路，且工作頻率高達2MHz，所以使本文所設計的高效勵磁電源具有體積小，效率高和可靠性高等優點.本文所設計的勵磁電源為半橋式開關電源，二次側為同步整流，且設有反饋電路，保護電路.經對比實驗證明，本設計中的高頻高效勵磁電源能量傳輸效率明顯高于其他傳統PWM芯片控制的勵磁電源，且輸出電壓穩定，電壓調整率及負載調整率低，可見LM5035的性能遠遠優于其他傳統PWM控制芯片，進而證明了該勵磁電源具有較高的實用價值.