大功率雙三電平變頻調速系統共模電磁干擾研究

曹海洋　姜子健　沈建輝　李寶峰

(1.中國礦業大學信息與電氣工程學院　徐州　221000

2.江蘇省電力傳動與自動控制工程技術研究中心　徐州　221000)

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大功率雙三電平變頻調速系統共模電磁干擾研究

曹海洋1，2姜子健1沈建輝1李寶峰1

(1.中國礦業大學信息與電氣工程學院徐州221000

2.江蘇省電力傳動與自動控制工程技術研究中心徐州221000)

摘要以大功率雙三電平變頻調速系統為對象，研究各部分的高頻模型和具體的共模傳導干擾路徑。首先分別建立共模干擾源數學模型、直流母線高頻模型、電纜高頻模型以及異步電動機高頻模型，并對調速系統共模傳導干擾路徑進行詳細分析；然后使用Matlab對變頻調速系統的高頻模型進行仿真，并利用工程中心的實驗平臺完成相關測試實驗，仿真和實驗驗證了理論分析和模型的正確性；最后設計了一種EMI濾波器，使得干擾得到明顯降低。

關鍵詞：雙三電平共模干擾雙重傅里葉高頻模型

Research on the Common Mode EMI of High Power Dual Three-Level Frequency Control Systems

CaoHaiyang1，2JiangZijian1ShenJianhui1LiBaofeng1

(1.China University of Mining and TechnologyCollege of Information and Electrical Engineering

Xuzhou221000China

2.Jiangsu Engineering Research Center for Electrical Drive and ControlXuzhou221000China)

AbstractThe high-frequency model of the various parts and the specific common mode conducted interference transmission path of the high power three-level dual frequency control system are studied.First the high-frequency models of common mode interference sources，DC busbars，cables，and induction motor are established respectively and the common mode conducted interference transmission path is analyzed in detail.Then Matlab is used to simulate the high-frequency model of the frequency control system，and the experimental platform within the engineering center is used to complete the relevant test.The correctness of the theoretical analysis and the models is verified by the results of the simulation and experiment.Finally a filter is designed to significantly suppress the interference.

Keywords：Dual three-level，common mode interference，double Fourier，high-frequency model

0引言

1989年，M.J.Nave[1]討論了開關電源中共模干擾是否受到占空比與電壓上升時間的影響，結論為占空比與電壓上升時間對共模干擾無影響，但與開關器件的雜散電容和通斷頻率以及直流電壓的幅值大小有關。K.Frank等[2]分析了5～10 kV的IGBT變流器共模干擾和差模干擾在不同工作電壓、工作電流、接地、門極驅動電路以及IGBT溫度下的變化情況。文獻[3]通過改變不同的電路驅動情況對電力電子變換器共模電磁干擾的變化規律進行了比較，發現驅動的設置對變換器的干擾頻譜影響很大，同時得出了共模干擾的主要流通路徑是IGBT和二極管的對地寄生電容的結論。文獻[4，5]提出了一種新的抽取線路雜散電感的方法，通過將IGBT開通和關斷的非線性過程分解為多個線性階段，并充分考慮反并聯二極管前向和反向恢復的影響，在此基礎上得到過沖電壓和響應的電流變化率，同時也可獲得雜散參數的詳細抽取過程。文獻[6]以典型的PWM變頻驅動電動機系統為對象，研究了干擾通道寄生參數和高頻干擾源的建模方法，分別提出了變頻器電路寄生參數的理論計算方法和電動機高頻模型的實驗提取方法，建立了系統級差模干擾和共模干擾的高頻電路模型，并進行了實驗驗證。文獻[7]主要介紹了逆變器時域模型和頻域模型的建立及其它們的優缺點，建立了研究逆變器EMI干擾的模型，所得結論為EMI干擾的頻譜峰值發生在電路寄生電感和電容等參數發生諧振的頻率處。文獻[8]首先對三相變換器驅動的感應電動機系統的共模和差模干擾機理進行了分析，然后根據干擾的傳播通道，建立了三相變換器的整體的共模和差模等效電路，將共模和差模都分為整流器和逆變器兩個干擾源，依據疊加原理計算了整個系統對電網側產生的傳導干擾。文獻[9]針對三相逆變器研究了其基于頻域模型的差模干擾預測，指出差模干擾源是開關器件開關和通斷時產生的電流變化率，利用Ansoft Spice link軟件提取電路中的寄生參數，對兩電平的逆變器的工作狀態進行了分析和建模，提出頻域分析的主要問題是要得到精確地干擾源和電路中的寄生參數，開關器件在開通和關斷暫態過程產生的高電壓和電流變化(du/dt和di/dt)是高頻電磁干擾的主要來源。文獻[10]介紹了基于IGBT開關暫態過程的變換器的建模方法，指出若考慮開關暫態，則共模和差模干擾源均可近似為梯形波，若不考慮開關暫態，則干擾為一串占空比變化的脈沖串。

上述文獻均是針對兩電平變頻器展開研究，并未涉及到三電平乃至更高電平變頻器；而且上述文獻的變頻器系統均為中小功率系統，可直接用LISN網絡實現差模和共模的有效測量與分析，但高電壓大功率的變頻器系統實際測量中無法用LISN網絡實現，多采用高壓探頭進行測量，理論分析時要結合高壓探頭的耦合路徑。

本文分析了PWM調制算法下大功率雙三電平變頻調速系統共模傳導干擾產生機理，通過對雙三電平變頻調速系統開關函數進行雙重傅里葉分析，建立了共模干擾源精確的數學模型，然后分別建立了直流母線的高頻模型、電纜的高頻模型以及異步電動機的高頻模型，最后對基于高壓探頭的變頻調速系統共模EMI高頻模型進行了仿真，相關的實驗驗證了理論分析和模型的正確性。

1雙三電平變頻器的拓撲結構及各部分的高頻模型

1.1拓撲結構

雙三電平變頻調速系統中，通常接異步電動機作為負載，整流和逆變部分均采用高開關頻率的IGBT，并采用PWM控制策略。開關器件的快速動作導致高的du/dt和di/dt，并由此產生很強的電磁干擾。對于兆瓦級大功率的變頻器，由于其散熱和損耗等問題，開關頻率通常在1～10 kHz范圍內，所以在150 kHz～30 MHz范圍內以共模干擾為主[11]，因此本文主要研究雙三電平PWM變頻器的共模干擾問題。

圖1　雙三電平變頻器的拓撲結構Fig.1　Topology of dual three-level inverter

1.2干擾源的數學模型

在變頻調速系統傳導干擾的高頻模型建立過程中，干擾源的建模[12，13]起著至關重要的作用，因為只有干擾源建立一個準確的數學模型，后續的傳導干擾分析才能精確。在雙三電平變頻調速系統中，整流部分和逆變部分的拓撲結構完全相同，調制策略均采用SVPWM調制，故干擾源模型也相同。

以同相層疊三電平載波調制為例，如圖2所示。當調制波大于所有載波時，變頻器切換至+Vdc；當調制波大于上面的載波且小于下面的載波時，變頻器切換至零；當調制波小于所有載波時，變頻器切換至-Vdc。

圖2　三電平同相層疊載波調制Fig.2　Three-level same carrier modulation

表1　三電平同相層疊載波調制的f(x,y)

同時分別設三相調制波的初相角θc=0、 -2π/3、 2π/3， 可獲得三相橋臂輸出電壓的雙重傅里葉積分表達式，進而獲得共模電壓的表達式[14-21]。

1.3直流母線高頻模型

變頻調速系統中采用大量的開關器件IGBT，通過母線連接在一起，為了減小雜散電感，多采用疊層母線，也就是盡量縮短IGBT與濾波電容之間的距離，從而在根本上降低浪涌過電壓。母線高頻模型的建立，對變頻調速系統傳導干擾的分析具有重要意義[22，23]。

采用集總參數等效電路的分析方法建立母線高頻等效電路，如圖3所示。

圖3　直流母線高頻模型Fig.3　High frequency model of DC bus

在進行共模分析時主要提取參數Lb和Rb[24，25]，采用安捷倫的型號為E4980A的精密阻抗分析儀測得直流母線隨頻率變化的雜散參數如圖4所示。因為共模峰值最容易出現在150 kHz～5 MHz頻段[11]，取該頻段參數平均值來描述其高頻特性：Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω。

圖4　直流母線寄生參數曲線Fig.4　Parasitic parameter curve of DC bus

1.4電纜高頻模型

在變頻調速系統中，通常變頻器與異步電動機安裝在不同位置，需用較長的電纜將變頻器的輸出端連接到異步電動機。雙三電平變頻器輸出的脈沖經過長線電纜到異步電動機，由于長線電纜具有分布電阻和分布電感以及電纜間的分布電容和絕緣不完善而存在分布電導，會產生電壓反射現象，則會引起異步電動機端的高電壓和高頻阻尼振蕩，進一步加劇電動機繞組的絕緣能力，因此有必要建立電纜的高頻模型。

當電纜中有電流流通時，電纜內部和其周圍就會產生電磁場。用分布電阻R、分布電感L、分布電容C和分布導納G四個參數可很清晰地描述電纜的這種電磁特性，通常可認為它們是沿線路均勻分布的。由于趨膚效應的存在，高頻電流只在靠近電纜導體表面流動，使得電纜在傳輸高頻信號時的效率很低，同時電纜的高頻電阻增大。研究電纜的高頻模型，可用分布參數模型[26，27]，如圖5所示。

圖5　電纜分布參數模型Fig.5　Distribution parameter model of cable

利用阻抗分析儀測得1 m電纜的高頻特性如圖6所示。同樣在進行共模分析時，主要提取150 kHz～5 MHz頻段的Ln和Rn[22，23]的參數值，由圖可知Ln=0.38 μH，Rn=0.08 Ω。

圖6　電纜寄生參數曲線Fig.6　Parasitic parameter curve of cable

1.5異步電動機高頻模型

電動機單相繞組的高頻模型[28]如圖7所示。圖中，Ld為定子繞組自電感；Rw為匝間等效電阻；Lw為匝間等效電感；Cw為匝間等效電容；Re為定子繞組的鐵耗；Cg為定子繞組對地的寄生電容；Rg為機殼的高頻損耗。

圖7　電動機單相繞組的高頻模型Fig.7　High frequency model of single-phase motor winding

以2 MW的異步電動機為實體，采用阻抗分析儀分別對單相定子繞組和定子繞組對機殼的阻抗進行測量。

圖8為電動機單相定子繞組阻抗測試曲線，圖中定子單相繞組A1和A2之間的阻抗為ZA1A2，顯然ZA1A2=2Zn1。根據圖8測試曲線可確定與Zn1相關的參數。

圖8　電動機單相定子繞組阻抗測試曲線Fig.8　Test curve of the impedance of motor single-phase stator winding

對測試的數據進行分析，可知頻率在126.1 kHz前電路還未發生諧振，阻抗ZA1A2主要由定子繞組的自感Ld在起作用，可計算出自感Ld為

(1)

在諧振頻率點fpole1=126.1 kHz，由于電容Cw和繞組自感Ld發生并聯諧振，電容和電感并聯后阻抗為無窮大，阻抗ZA1A2主要由電阻Re決定，可計算出電阻Re為

(2)

根據阻抗ZA1A2的諧振頻率fpole1=126.1 kHz，可計算出電容Cw為

(3)

然而第2個諧振頻率點fzero1=158.9 kHz是由電容Cw和電感Lw串聯諧振作用引起，由此諧振頻率點可計算出電感Lw為

(4)

在第2個諧振頻率點fzero1=158.9 kHz上，由阻抗ZA1A2的實部可計算出電阻Rw為

(5)

圖9為定子繞組對機殼的阻抗測試曲線，阻抗ZA1G=Zn1+Zn2，根據阻抗測試曲線可計算出與Zn2相關的參數。在第1個諧振頻率點46.7 kHz之前，由于頻率較低，電容Cg的容抗值較大，所以繞組對地的阻抗主要由電容Cg起作用，可計算出定子繞組對地的分布電容Cg為

(6)

圖9　電動機定子繞組對機殼阻抗測試曲線Fig.9　Test curve of the impedance between motor stator winding and chassis

由于Ld遠大于Lw，在第2個諧振頻率點fzero=142.1 kHz上，定子繞組對地的分布電容Cg和繞組自感Ld會發生串聯諧振，由阻抗ZA1G的實部可計算出Rg為

Rg=Re[ZA1G(fzero)]=9Ω

(7)

2基于高壓探頭的傳導干擾路徑分析

對于中小功率的變頻調速系統，一般采用基于LISN網絡的傳導EMI測試，然而當待測設備的額定電壓高于1 000 V或額定電流大于100 A，市場上的LISN網絡無法滿足其測試要求，根據LISN網絡的測量原理設計了基于電源線濾波器和高壓探頭的測量方法，濾波器阻止電網側的高頻干擾進入測量接收機，而高壓探頭中的電容可讓待測設備產生的高頻干擾進入測量接收機中。

高壓探頭的基本結構和測試連接圖如圖10所示。高壓探頭連接在電源線和基準接地之間。如果成套傳動模塊(CDM)/基本傳動模塊(BDM)采用接地的金屬機架，則機架可被看作是參考基準接地。探針應一端

接在CDM/BDM的電源引線上，另一端與地相接。探針的引線應盡可能短，最好小于0.5 m。

圖10　高壓探頭的基本結構和測試連接圖Fig.10　The basic structure and test connection diagram of high voltage probe

圖10中R通常為50 Ω，測試時應使探針連線、被試導體和基準接地之間形成的回路面積盡量小，過大的回路會減弱對磁場的靈敏度。

由于高壓探頭接在相線與地之間，所以測量的干擾既存在共模干擾也存在差模干擾，并且與采用LISN網絡測量時的干擾路徑大不相同，具體的傳輸路徑如圖11所示。主要的共模干擾電流由測量相電抗器柜中的電感對地的寄生電容C1g流入大地，還有通過被測量相整流部分IGBT與散熱器之間的寄生電容C2g流入大地，部分通過直流母線的寄生電容C3g流入大地。其余部分共模電流會通過直流母線進入逆變側，在逆變部分IGBT與散熱器之間的寄生電容C2g會有電流流過，在變頻器的輸出端通過電纜的寄生電容C4g和異步電動機中性點與地之間的耦合電容Cng流入大地[29，30]。最后，共模電流會通過高壓探頭和變壓器二次繞組接地中點流回變頻器。

濾波電容的存在，可使差模電流在相線之間流通，絕大部分差模電流通過電感和IGBT開關管進入直流母線電容，從而構成回路；很小一部分的差模電流則會通過高壓探頭進入大地，從直流母線對地的寄生電容C3g進入直流母線，也構成回路，所以用高壓探頭所測得的干擾信號中既有共模干擾也會存在很小一部分的差模干擾，忽略此部分差模干擾即可認為高壓探頭所測得干擾為共模干擾。

圖11　基于高壓探頭變頻調速系統傳導干擾傳輸路徑Fig.11　Transmission paths of conducted interference based on high voltage probe for speed control system

3基于高壓探頭的變頻調速系統EMI仿真

對基于高壓探頭的變頻調速系統高頻模型進行Matlab仿真，變頻調速系統的高頻模型如圖12所示。在Matlab仿真中，調制度為1，載波頻率為2 kHz，調制波頻率為50 Hz，電纜長度為10 m。其余各仿真參數：Lq=0.7 mH；Lb=132.7 nH，Rb=0.01 Ω；C2g=2.5 nF；C3g=5 nF；Rn=0.8 Ω；Ln=3.8 μH；Rw=10.3 Ω；Lw=1.66 μH；Cw=8614 pF；Re=145.6 Ω；Ld=0.185 mH；Rg=9 Ω；Cg=195.7 nF。

圖12　基于高壓探頭的變頻調速系統高頻模型Fig.12　High frequency model of frequency control system based on high voltage probe

4實驗驗證

測試平臺如圖13所示，電源由6 000 V線路經變壓器后變為1 140 V，安裝調壓器的目的是適應不同電壓下設備測試的要求。然后采用兩級濾波的形式，即

在6 000 V高壓側和1 140 V低壓側分別安裝濾波器，以便隔離電網側的干擾，從而得到純凈的電源，干擾信號通過高壓探頭進入頻譜分析儀中。采用發電機M作為變頻調速系統的負載，并經過整流、逆變以及濾波后得到1 140 V的電壓，經升壓變壓器后得到6 000 V的電壓，濾波后回饋到電源側，這樣既能滿足現場實驗測試的要求，又能很好的實現能量的回饋，節約電能?，F場的測試布局如圖14所示。

圖13　大功率雙三電平變頻調速系統共模傳導EMI測試電氣連接圖Fig.13　Common mode conducted EMI test electrical connection diagram of high power dual three-level frequency control system

圖14　現場測試布局圖Fig.14　Layout of field test

采用10 kV的高壓探頭來耦合共模干擾信號，測試標準為GB12668.3，其中由于高壓探頭用來采集干擾信號，放置的位置十分關鍵，高壓探頭應放置在電源濾波器的后面，如圖15所示。為了得到更真實的共模干擾信號，導線出口處加裝了一組2.7 μF的三角形差模濾波器。

圖15　高壓探頭的測試位置Fig.15　Test position of high voltage probe

圖16為仿真值和無濾波器實測值的對比圖，由圖可見，在0.5～5 MHz范圍內，實測干擾平均值和仿真值吻合較好，誤差在5 dB左右，并具有相似的變化趨勢。但考慮到實際系統中接地的情況、實際的開關特性以及外界的干擾等因素，在波形的前半段和后半段均出現較大誤差，但幅值最大的中間部分波形吻合較好，驗證了理論分析和模型的正確性。由于采用雙PWM整流逆變，IGBT開斷時du/dt很高，并通過寄生電容耦合，形成很強的共模干擾，從而導致EMI傳導干擾超過要求的限值，需加裝EMI濾波器。

設計的EMI濾波器采用如圖17所示的安裝方式，拓撲結構如圖18所示。圖18中電容均為圓柱型薄膜電容：C1為10 μF，C2為1.25 μF，C3為0.47 μF，C4為0.15 μF，額定耐壓為3 000 V，L為1.6 μH，磁環為超微晶橢圓磁環。加裝EMI濾波器后的測試波形圖如圖19所示。

圖16　仿真值和無濾波器實測值的對比圖Fig.16　The comparison chart between the simulated values and the measured values without filter

圖17　EMI濾波器安裝圖Fig.17　Installation of EMI filter

圖18　EMI濾波器的拓撲結構Fig.18　Topology structure of the EMI filter

圖19　帶EMI濾波器測試波形圖Fig.19　Test waveforms with EMI filter

由圖19可發現，加入EMI濾波器后，中頻段的干擾明顯降低，且測試結果在要求的限值以下。

5結論

本文對大功率雙三電平變頻調速系統的電磁兼容進行了詳細研究，建立了精確的共模干擾源模型以及直流母線、電纜、異步電動機的高頻模型，并對共模傳導干擾的傳輸路徑進行了詳細分析，最后仿真和實驗驗證了理論分析和模型的正確性，并設計了一種EMI濾波器使得干擾得到明顯降低。

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曹海洋男，1976年生，講師，研究方向為電力電子及電力傳動、電磁兼容。

E-mail：hycao1018@126.com

姜子健男，1988年生，碩士研究生，研究方向為電力電子及電力傳動、電磁兼容。

E-mail：386916023@qq.com(通信作者)

作者簡介

中圖分類號：TM461；TN03

收稿日期2015-01-23改稿日期2015-12-12

國家自然科學基金(51307174)和中國礦業大學專項基金(JC126168)資助。