可調電感式高速電動機供電系統諧波抑制方法

崔 紅,王鳳翔

(1.遼寧省交通高等專科學校,沈陽 110122；2.沈陽工業大學,沈陽 110870)

可調電感式高速電動機供電系統諧波抑制方法

崔 紅1,王鳳翔2

(1.遼寧省交通高等專科學校,沈陽 110122；2.沈陽工業大學,沈陽 110870)

采用六脈沖開關模式變頻器可以減小功率器件的開關頻率，這對于高頻變頻器的實現非常有利，但會使高速電動機供電系統的電流含有大量諧波。針對六脈沖開關模式變頻器，提出了一種可調電感自適應濾波器的設計方法。可調電感自適應濾波器可以根據變頻器輸出頻率的變化來適時調整電感值，主要針對5次、7次等階次諧波加以濾除。通過對高速電動機供電系統的仿真和實驗研究，結果表明采用所提出的可調電感自適應濾波器能夠有效地減小變頻器輸出電流的諧波,為抑制高速電動機供電系統的諧波提供了依據。

可調電感自適應濾波器；諧波抑制；高速電動機；六脈沖開關模式變頻器

0 引 言

高速電機具有能量密度高、動態響應較快、電機尺寸小以及效率高等優點，廣泛應用在高速磨床、離心式壓縮機、鼓風機以及航空等領域。我國對高速電機的需求比較迫切。在變頻調速電動機控制系統中，通常采用PWM變頻器對電動機供電，但是對于數萬r/min的高速電動機來說，若采用通用PWM變頻器由于受功率器件開關頻率的限制，在高頻時高速電動機供電系統的諧波比較大，影響高速電動機的穩定運行。此外由于高速電動機供電系統的諧波頻率和基波頻率非常接近，因此增加了諧波抑制的難度。

六脈沖開關模式變頻器由于每周期功率器件僅開關六次，可以大大降低對功率器件的要求，適合于高速電動機供電系統。但是由于方波中含有很大的諧波(特別是5次、7次等階次諧波較大)，如果不加以濾除，將會給高速電動機帶來不良影響，如引起附加損耗，增加電機的振動和噪聲等;同時減小變速系統的低次諧波非常困難[1-3]。

本文提出了一種抑制六脈沖開關模式變頻器低次諧波的有效方法，即采用可調電感自適應濾波器抑制高速電動機供電系統的諧波。可調電感自適應濾波器是電感可調的低通濾波器和帶阻濾波器的組合。帶阻濾波器的電感可以根據變頻器輸出頻率的變化來控制，以便在高速電動機不同轉速情況下較好地抑制供電系統的諧波。

1 通用PWM變頻器

在高速電動機的某些應用場合，電動機的速度不需要改變。高速電動機供電系統可以使用高頻PWM變頻器。這種情況下濾波器的設計比高速電動機在變速時供電系統濾波器的設計要容易一些。然而，如果電動機轉速特別高，例如轉速為數萬r/min，普通的LC濾波器可能不能滿足抑制諧波的要求。對于額定轉速為數萬r/min的大功率高速電動機，供電頻率為數kHz，由于受變頻器功率器件開關頻率的限制(開關頻率一般僅為5～15 kHz)，由PWM變頻器產生的諧波頻率與基波頻率接近，所以采用普通的LC濾波器很難抑制諧波。

減小高速電動機恒速時供電系統電流諧波的三階LCL濾波器的結構圖如圖1所示[4-5]。

圖1 變頻器輸出端LCL濾波器的結構圖

2 可調電感自適應濾波器的六脈沖開關模式變頻器

如果高速電動機的速度是恒定的，可以通過如上所述的在變頻器輸出端加上特殊設計的LC濾波器來減小低次諧波電流。然而，對于參數固定的LC濾波器由于基波頻率和諧波頻率是變化的，因而不能滿足變速系統的要求。

高速電動機在變速情況下，為了減小功率器件的開關損耗和變頻器輸出電流的諧波，本文針對六脈沖開關模式變頻器提出了可調電感自適應濾波器的設計方法。

高速電動機變頻系統的原理框圖如圖2所示。

圖2 高速電動機變頻系統的原理框圖

2.1 六脈沖開關模式變頻器

由二極管構成的整流器、調節直流總線電壓的直流斬波器以及六脈沖開關模式逆變器組成的六脈沖開關模式變頻器如圖2中虛線框所示。六脈沖開關模式變頻器的輸出電壓波形如圖3所示，圖3中uU′N′，uV′N′和uW′N′為相電壓，而uU′V′為線電壓。

對于高速電動機供電系統采用六脈沖開關模式變頻器的原因如下：

1)六脈沖開關模式變頻器的開關頻率最小，變頻器功率器件開關損耗可以減小。

2)六脈沖開關模式變頻器的輸出端電壓諧波和電流諧波階次固定，比較容易消除。對于六脈沖開關模式變頻器，5次和7次諧波是階次最低而且幅值最大的諧波，是設計濾波器時主要考慮的諧波。

圖3 六脈沖開關模式變頻器的輸出電壓波形

2.2 六脈沖開關模式變頻器可調電感自適應濾波器的設計

圖2中的可調電感自適應濾波器由一個低通濾波器和兩個電感可調的帶阻濾波器組成。低通濾波器用于減小高次諧波而帶阻濾波器用于消除5次和7次諧波。帶阻濾波器可以隨變頻器輸出電流頻率的變化而調節帶寬。帶阻濾波器的參數取決于要消除的諧波的頻率和LC串聯諧振條件。可調電感的電感值能夠隨電動機轉速的變化而變化，對變頻器和濾波器可用同一個控制單元來控制。

圖4為可調電感的繞組連接示意圖。繞在兩側鐵心上的兩個交流繞組反向串聯，直流勵磁繞組繞在中間鐵心上。兩個交流繞組電流在中間鐵心上產生的磁通方向始終相反。由于兩個交流繞組的電感增量大小相等、方向相反，所以在直流勵磁繞組中不產生交流感應電壓[6]。

圖4 可調電感的繞組連接示意圖

通過控制直流勵磁電流就可以改變電感值，使可調帶阻濾波器工作在諧振點上。

圖5為通過實驗測試得到的交流等效電感和直流勵磁電流間關系曲線。從圖5中可以看出，由于鐵心的磁飽和效應，隨著直流勵磁電流的增加，電感值非線性地減小。

圖5 實驗測得的電感與直流勵磁電流關系曲線

可調帶阻濾波器的參數可以通過計算要消除諧波的諧振頻率得到。例如，消除5次電流諧波的可調帶阻濾波器的參數選擇可按如下方法確定。當電機轉速為12 000 r/min，供電頻率為200 Hz時，濾除5次電流諧波的可調帶阻濾波器諧振頻率：

(1)

式中:f5=5f1=1 000 Hz。如果電容：C5=10 μF，由式(1)可得：L5=2.53 mH。同理，消除7次電流諧波的可調帶阻濾波器的參數選擇如下：C7=10 μF，L7=1.29 mH。

可調電感L5和L7的變化范圍由高速電動機的轉速變化范圍來決定。電感L5和L7不能太大，否則會導致電感上的電壓降過大而高速電動機的供電電壓過小的情況發生，進而電機無法起動。通過計算和仿真可知，可調電感L5的取值范圍：2.53～40.5 mH，而可調電感L7的取值范圍：1.29～20.68 mH。

可調電感的直流勵磁電流由可控直流電源提供。如圖2所示，六脈沖開關模式變頻器的基波頻率由高速電動機轉速估算，可調電感L5和L7的值由DSP控制器和可調電感控制電路時時計算得到，這兩組電感與選定的電容分別諧振在5倍、7倍當前頻率下。

為了節省可調電感的計算和控制的時間，把通過實驗得到的直流勵磁電流與交流等效電感之間的對應關系(如表1所示)，以及頻率與交流等效電感值的對應關系(如表2和表3所示)，存入DSP控制器中。然后根據高速電動機的不同運行狀態，通過查表的方法可以快速得到可調電感的直流勵磁電流的值，從而達到較好的濾波效果。當表中無對應的電感值時，可采用線性插值的方法計算即可得到控制電壓。

表1 直流勵磁電流與交流等效電感之間的對應關系表(其中一部分)

表2 頻率與交流等效電感值得對應關系表(消除5次諧波)(其中一部分)

表3 頻率與交流等效電感值得對應關系表(消除7次諧波)(其中一部分)

磁飽和可調電感設計流程如圖6所示。

圖6 可調電感的繞組鏈接示意圖

3 仿真和實驗結果

對圖2的系統，以PN=10 kW，UN=220 V，nN=12 000 r/min，fN=200 Hz的高速永磁電動機為被控對象，對六脈沖開關模式變頻器輸出端在不加濾波器、加電感、加可調電感自適應濾波器的不同情況分別進行了仿真和實驗研究。在這三種情況下高速電動機供電系統的仿真電流波形和仿真電流諧波分析如圖7～圖12所示。

圖7 不加濾波器時仿真電流波形(f=200 Hz)

圖8 不加濾波器時仿真電流諧波分析(f=200 Hz)

圖9 加電感時仿真電流波形(L=0.6 mH)

圖10 加電感時仿真電流諧波分析(L=0.6 mH)

圖11 加可調電感自適應濾波器時仿真電流波形

圖12 加可調電感自適應濾波器時仿真電流諧波分析

從圖7和圖8可見，在變頻器的輸出端不加濾波器時，高速電動機供電系統電流諧波分量很大，電流的總諧波畸變率(THD)高達48.51%，此時基波電流的幅值為2.35 A。

從圖9和圖10可見，在變頻器的輸出端加裝交流電感L=0.6 mH后，電流波形有較大改善，THD減小為12.32%。由此可見，在變頻器輸出端加電感有助于減小諧波，然而定值電感不適合于變速的情況。

從圖11和圖12可見，在變頻器輸出端加可調電感自適應濾波器后高速電動機供電系統電流接近正弦波，THD只有1.16%。

圖13為高速電動機轉速為10 000 r/min、供電系統頻率為166.67 Hz時，六脈沖開關模式變頻器輸出端在不同情況下，高速電動機供電系統電流諧波分析的仿真比較結果。圖13中A,B,C分別對應在變頻器輸出端未加濾波器﹑加電感(L=0.6mH)和加可調電感自適應濾波器。

圖13 加不同濾波器時高速電動機

從上述分析明顯可以看出，采用六脈沖開關模式變頻器,在變頻器輸出端加可調電感自適應濾波器是減小變速高速電動機供電系統電流和電壓諧波的較好方式。

圖14、圖15為高速電動機供電系統采用了六脈沖開關模式的變頻器，分別在變頻器的輸出端不加濾波器和加裝可調電感自適應濾波器時，高速電機的供電系統實驗電流波形(頻率不同)。其中在圖15的電流測試中，消除5次、7次諧波的可調電感的可控直流勵磁電流分別為IDC5=1.4 A，IDC7=1.6 A。

(a) 變頻器輸出端不加濾波器

(b) 變頻器輸出端加可調電感自適應濾波器

(a) 變頻器輸出端不加濾波器

(b) 變頻器輸出端加可調電感自適應濾波器

實驗結果表明，采用六脈沖開關模式變頻器時，在變頻器輸出端加可調電感的自適應濾波器，由于電感值能隨頻率的變化而變化，因而對于濾除高速電動機供電系統的不同頻率下特定次數的電流諧波效果較好。適合于頻率變化的高速電動機的穩定運行。

4 結 語

通過對高速電動機供電系統的仿真和實驗研究可知：

(1)對于高速電動機，采用通用PWM變頻器時，由于受變頻器功率器件開關頻率限制，變頻器輸出端電流諧波的頻率和基波頻率非常接近，因此抑制電流諧波異常困難。

(2)由于基波和諧波的頻率是變化的，因此使用帶有定值參數的濾波器不能滿足高速電動機速度變化的要求。

(3)提出的可調電感自適應濾波器對于變速高速電動機供電系統是一種有效的減小開關損耗和電流諧波的方法。

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Harmonic Reduction Method for High Speed Motor Power Supply by Using Adjustable Inductor

CUIHong1,WANGFeng-xiang2

(1.Liaoning Provincial College of Communications,Shenyang 110122,China;2.Shenyang University of Technology,Shenyang 110870,China)

The six-step switch mode converter can reduce the switching frequency of power devices which is beneficial to realize high frequency converter. However, it can cause the current of the high-speed motor power supply rich in harmonics. A design method of adjustable inductor adapter filter was proposed for six-step switch mode converter. The adjustable inductor adapter filter can adjust inductance following current frequency of the converter which mainly eliminates the 5th and the 7th order harmonics etc. The simulation and experiment results on a high-speed motor power supply show that the proposed adjustable inductor adapter filter can reduce the harmonic components of converter output current effectively. It has provided a basis for harmonic suppression for high-speed motor power supply.

adjustable inductance adaptive filter； harmonic suppression; high-speed motor; six-pulse switch mode converter

2016-01-25

國家自然科學基金重點項目(50437010)

TM355

A

1004-7018(2016)05-0010-04

崔紅(1969-)，女，博士,副教授，研究方向特種電機及其控制。