一種ZVT-PWM BOOST電源主電路仿真與設計

張 溪 譚理武 趙順禹 周 興/南昌工程學院機械與電氣工程學院

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一種ZVT-PWM BOOST電源主電路仿真與設計

張 溪 譚理武 趙順禹 周 興/南昌工程學院機械與電氣工程學院

【摘 要】開關電源相對于線性電源具有效率、體積、重量等方面的優勢，尤其是高頻開關電源正變得更輕，更小，效率更高，也更可靠，這使得高頻開關電源成為了應用最廣泛的電源。針對傳統的硬開關電源開關損耗大、工作頻率低的問題，提出了一種ZVT- PWM B OOST變換器，通過采用輔助開關T1和諧振電路使主開關在零電壓下啟動，降低開關損耗，提高開關頻率。設計過程中通過MATLAB/Simulink軟件對主電路進行仿真，調整優化相關的參數，得到理想的輸出電壓波形圖，仿真結果表明該設計的可行性和正確性。

【關鍵詞】開關電源；ZVT-PWM；軟開關；MATLAB

【Abstr act】Swi tchi ng p ower sup ply wi th r espect to li near p ower sup ply effi ciency，si ze，wei ght，and other ad vantages，esp eci ally high-frequency switching power supplies are getting ligh ter，smaller，more efficient， and more reliable， which makes h igh-frequency switching power supplies has become the most widely used power.This design for the traditional hard switch power switch problem of low loss，high operating frequency，ZVT-PWM BOOST converteri s proposed，through the use of auxiliary switch T1 and resonant circuit main switch star t at zer o voltage，r educe the sw itchi ng losses，i ncrease sw itchi ng fr equencies.Desi gn p rocess si mulati on b y MATLAB/Simuli nk software for primary circuit，adjust parameters to obtain the desired output waveform，the analysis of the matlab results proves the its feasibility and validity.

【Key words】Switching power supply；ZVT-PWM；soft switch；MATLAB

1.緒論

在電力電子器件中，磁性元件占總體的質量和體積的比例最大，如變壓器、電感器、電容等。在硬開關的狀態下，開關的損耗和頻率成正比，開關頻率增大，開關的損耗也會隨之增大，電磁的干擾強度增加。引入輔助諧振電路，使主開關管在ZVT狀態下開通，在ZVS狀態下關斷，有效降低開關的損耗和噪聲，減小電磁干擾。

軟開關技術的目的就是要實現開關管的軟開通和軟關斷，軟開通就是利用諧振電路，使得開關導通前，開關兩端的電壓先降為零，電流再慢慢升為導通值，避免了電的交疊，很大幅度的減小了開通損耗。另外寄生電容中的能量也可以通過輔助電路耗散，避免了容性開通問題。軟關斷就是利用諧振電路，先把電流降為零，電壓在慢慢升到斷態值，同樣避免了電流電壓的交疊，減小了關斷損耗，降低了感性關斷帶來的影響。

為了提高電源轉換效率，降低電源電路本身對能量的損耗，本文從軟開關技術入手，以ZVT-PWM BOOST變換器作為分析對象，運用MATLABsimulink 仿真軟件設計一個高效率的開關電源。

2.ZVT-PWM BOOST變換器基本原理與特性分析

2.1 ZVT-PWM BOOST變換器基本原理

零電壓轉換PWM電路的基本思路是給主開關并聯一個緩沖電容，限制主開關導通時的電壓上升率。在主開關導通前，要將緩沖電容的電壓降。到零，從而實現主開關的零電壓開通。要使緩沖電容釋放電荷，需要添加一個輔助電路，先于主開關前導通。

零電壓轉換PWM BOOST電路的原理如圖1所示。在基本的BOOST變換器電路基礎上，加入了電感Lr、電容Cr、輔助開關T1、輔助二極管D2。形成的輔助諧振電路與主開關管T并聯，構成零電壓PWM開關基本拓撲電路。

在分析中，假設電路中的原件都為理想原件，忽略元件與線路中的損耗。電感L足夠大，因此可以忽略電流波動，在一個開關周期中認為IL為恒值；電容C也很大，因此在一個開關中期中認為輸出電壓U0為恒值。

在ZVT-PWM BOOST電路中，輔助開關T1先開通，而主開關T開通后輔助開關T1就關斷了。諧振電路的震蕩過程都是集中于開關T導通前后的時間段。

圖1　ZVT PWM BOOST電路的原理圖

下面分階段介紹變換器的工作過程，其主要波形如圖2所示：

t0以前，開關T、T1均處于斷態，升壓二極管D導通，此時由輸出電容C給負載供電，有uCr= U0，iLr=0。

t0～ t1期間：t0時刻，T1導通，T處于斷態，由于此時二極管D仍然處于通態，電感Lr兩端的電壓變為U0，電流iLr按線性迅速增長，電流iD以同樣的速度線性下降。直到t1時刻，iLr上升到IL，iD下降到零使得二極管D自然關斷。在實際電路結構中，會出現二極管反向恢復的問題，其原因是二極管的結電荷需要時間來進行放電。

t1～ t2期間：Cr與Lr組成諧振回路，由于L很大，忽略諧振過程中其電流變化。諧振過程中Lr的電流增加，Cr中的電壓下降，t2時刻uiCr=0，開關T的反并聯二極管DT導通，uCr被鉗位于零，而電流Lr上升到最大值并保持不變。

t2～ t3期間：在該階段開始時，uCr被鉗位于零，電感上的電壓為零，因此電流自由輪回，電流iLr保持不變，這種狀態一直保持T的零電壓開通開通。

t3～ t4期間：在t3時刻，UC3842A/B檢測到T的漏極電壓為零，T在零電壓狀態下開通，所以沒有開關損耗。T開通的同使T1關斷，iLr線性下降，Lr中的能量通過D1向負載傳送，而主開關T中的電流線性上升。在t4時刻，iLr剛好下降到零使得二極管D1關斷，主開關中的電流iT上升到IL，電路進入正常導通狀態。

t4～ t5期間：在t4時刻，D1中的電流下降到零，實際電路中Lr與D2正極節點上的電容發生諧振。在t5時刻T關斷，T關斷時電壓會升上升，UCr有效限制了其電壓上升率，降低了關斷損耗。

t5～ t6期間：T關斷后，電源給Cr充電，uCr線性上升。直到t6時刻上升到U0，主二極管D導通并開始向負載傳送能量，到t7時刻介紹并進入下一個開關周期。

圖2　 ZVT-PWM BOOST電路主要波形

2.2.變換器損耗分析

對于一般的硬開關轉換器，開關導通時會產生電流與電壓交疊，形成開通損耗。此外開關管存在寄生電容，其在放電過程中會產生容性開通損耗。而在改進的零電壓轉換電路中，主開關管是在零電壓狀態下開通，因此不存在硬開關導通時的兩種開通損耗。傳統的硬開關變換器，關斷過程中同樣存在電流下降的延遲和電壓上升的過快形成交疊，存在關斷損耗。而在改進的零電壓轉換變換器電路中，開關管兩端并聯的諧振電容，有效降低開關器件關斷后的電壓上升率，所以功率開關的關斷損耗很小。零電壓PWM變換器拓撲實現開關管的零電壓開通和零電流關斷，還實現了二極管的軟關斷，消除了開關管的開通損耗，并且降低了開關管和二極管的關斷損耗。但是，通過加入輔助諧振電路開關損耗的同時，也增加了輔助諧振電路的通態損耗和開關損耗。因此只有權衡總損耗是否有效的被降低，軟開關帶來的作用才有實際意義。

2.2.1開關管的開關損耗

MOSFET的開關損耗主要由兩個方面引起的，一個是容性開通損耗，另一個是電壓和電流的交疊損耗。由于場效應管的漏源電容CDs很大，而且導通時并聯的電容Cr中儲存得有能量，并耗散到N溝道中，產生容性開通損耗。

開通損耗PON一般可以用下式計算，有：

通態損耗一般可以用下式計算：

RQ— 開關管在給定溫度下的導通電阻

由于開關管等效并聯電容較大，關斷損耗POFF忽略不計。這樣，MOSFET的開關損耗

2.2.2快速恢復二極管的關斷損耗PDON

二極管的關斷恢復過程中，不易測到具體參數，一般僅以二極管的正向導通壓降VF和正向電流IF的乘積來計算在計算快速恢復二極管的通態損耗。二極管導通時存在的內阻設為rD，則：

式中: ID（AV）— 二極管電流的平均值ID（RMS）— 二極管電流的有效值

由于rD的值一般非常小，但是輸出功率很大時，也會存在顯著的損耗對電路造成影響。

硬開關電路開關總損耗：

2.2.3電路中輔助換流網絡帶來的損耗

輔助開關的開關損耗

輔助開關T1有效的降低了主開關的開關損耗，實現主開關的零電壓啟動，但是輔助管的開斷卻是硬性的，存在開通損耗。另外輔助開關一般不并聯吸收電容，因此不應忽略其關斷損耗。在硬開關狀態下，由電壓電流交疊產生了開關損耗，現將電壓與電流按線性處理，然后近似計算，所以有：

式中CT1——輔助開關的結電容

tr1——開通時的上升時間

tf1——關斷時的下降時間

諧振回路的導通損耗

設輔助開關T1的通態電阻為RN，二極管的正向飽和壓降為UF，則諧振回路的通態損耗為:

輔助電路可以去除主開關管的開通損耗，然而卻帶來了輔助換流電路的其他損耗。因此設計電路元件參數時，需要保證主開關損耗小于輔助換流電路的損耗，才能達到提高電路的總效率的效果，軟開關電路才具有實際意義。

根據初步分析，可用知道諧振電容Cr的增大會使輔助電路的總損耗增加，因此選擇諧振電容值時不宜過大，另外諧振電感的值也影響輔助換流電路的損耗大小。電感的值越高，輸出紋波電流越小，相反紋波電流就越大，由于紋波電流是磁芯損耗的決定因素。因此在設計時，電感Lr應取合適的值，而電容Cr的取值應盡可能小。

3.主電路參數設計

主電路的主要參數為：

整流濾波后的直流輸入電壓U：9V輸出電壓U0可調范圍：12～36 V最大輸出電流I0：2 A開關頻率取：10 kHz輸出功率：50W

Boost電路工作在電流連續工作模式（CCM）

3.1.輸入電感L的設計

忽略電路的損耗，根據Boost電路輸出電壓表達式，由

可得PWM占空比：

根據占空比表達式可知，當輸出為36V時得到最大占空比Dmax，當輸出的電壓為12V時得到最小占空比Dmin

現取半載時輸入電流的30 %等于電感電流的變化量，即：

根據仿真調試效果，實際取值為200μH。

3.2.輸出濾波電容C設計

設計輸出電壓的紋波小于200mV，另外決定輸出濾波電容大小因素是其輸出保持時間tH。現主要考慮保持時間tH，且輸出的電流不小于3A，則濾波電容C可由下式求出：

實際根據仿真調試效果，折中保持時間和電容尺寸，選用1000μF/50V的電解電容。

3.3.諧振電容Cr與諧振電感Lr的設計

諧振電路LrCr回路的等效阻抗為：

由上式可知，LrCr并聯諧振回路的諧振頻率為：

根據前面電路原理分析可知，諧振電容Cr的作用是使主開關管實現T的零電壓關斷。因此Cr的充電電壓UCR的上升速度決定了Cr的容量大小，所以主開關管T兩端電壓上升速度不能太快。一般選擇在最大負載下，電壓從0上升U0的時間為（2～3）×toff，其中toff為主功率開關T的關斷時間，由所選的主開關型號參數得知tr=39ns，因此Cr的容量為:Cr=I（2～3）toff/Vo＝1～1.5（nF）。其中Cr的最大電壓為輸出電壓V0，因此諧振電容Cr的耐壓值應大于輸出電壓V0。

輔助電路只是在主開關管T開通之前的一段時間工作，其它時間停止工作。為了不影響主電路的工作時間，開通之前的一段時間工作，其輔助電路的工作時間不能工作太長，一般去輔助電路的諧振周期小于主開關周期Ts的十分之一，由（13）式有：

因為諧振電容Cr的容量已計算出，由上式可以求得諧振電感Lr的值，根據仿真效果調整，取Lr=12uH

3.4 開關器件與二極管的選取

3.4.1 主開關管的選取

由于設計輸出電壓范圍要求為9～36V，所以主開關管承受的最大漏源電壓為36V，需考慮實際中路中的過載情況，所以開關管最大實際漏源電流為：

實際電路中存在尖峰電壓和沖擊電壓，所以耐壓值留2.5倍的裕量，同樣尖峰電流 和沖擊電流的存在，耐流值留2倍裕量。所以應選擇耐壓高于90V，最大電流高于12A的開關管。實際選擇了型號為IRF540N的MOS管，其參數如下，Id連續：27A；Vds最大：100V；Rds最大：52m?；漏極電流最大值33A；功率Pd：54W。由參數可知，可以滿足設計要求。

3.4.2.快恢復二極管的選取

二極管的選取可以根據通態平均電流：

式中，IF為通態平均電流，η為波形系數。根據實際情況，由最大峰值電流選取二極管型號為FR607。

4.主電路仿真模型建立電路和仿真結果

4.1 軟開關ZVTboost仿真模型

ZVT-PWM boost仿真電路如圖3所示。從圖中可以看到，相比一般的boost電路，增加了諧振電感Lr、諧振電容Cr、輔助功率開關管T1、二極管D2和D3。

圖3　 ZVT-PWM BOOST仿真電路

仿真相關模塊參數設置：

仿真時間：0.01s，電源電壓：100V，開關頻率：10KHZ

solver ：ode15（stiff/DNF）；

Pulse Generator1： period 為0.0001，pulse width 為50%，phase delay：0.00001

Pulse Generator1： period 為0.0001，pulse width 為10%

輸入電感L：0.0005H，輸出濾波電容C：2200 Fμ

諧振電感Lr：4μ H，諧振電容Cr：3 Fμ

負載電阻R:10 ?

其輸出電壓波形如圖4所示。

仿真結果輸出波形如圖5，圖中第一、二波形圖分別是主開關管T和和輔助開關管T1的PWM驅動信號，第三個波形為通過諧振電感電流iLr波形，第四、五個波形為主開關的電流和電壓值波形，第六、七個波形為輔助開關管的電流和電壓波形，第八個波形為通過二極管D1的電流波形。

圖4　 電路輸出電壓波形

圖5　 電路輸出波形

5.結論

根據仿真波形得出以下幾點結論：

5.1由波形圖可以看出，仿真結果與理論相符合，但也有部分細小區別，比如仿真輸出電壓比理論輸出電壓偏高。

5.2對比第3、4、5和8個波形圖中可以看出，iLr在T1導通時呈線性上升，二極管D中電流線性下降，一段時間后，二極管電流下降到零。諧振電感與電容發生諧振，電容釋放能量，電感電流繼續上升，直到電容變為零。可以看出，此時主開關管兩端的電壓為零，主開關管啟動時是在零電壓狀態下啟動。且主開關電流上升較軟，電路開通損耗近似為零。

5.3從輔助開關的波形可以看出，輔助開關的通斷都在硬開關狀態下，存在開關損耗，對電路的轉換效率存在影響。因此本次設計仍然有需要改進的地方，以使輔助開關同樣實現軟開關。

5.4輸出電壓比理想電壓偏高，初步分析其原因在于，諧振電感上的能量通過D2傳輸到負載端，使得輸出端的電壓相對偏高。其次，整個電路設計的帶載能力有待提高。

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項目：南昌工程學院大學生科研訓練計劃20141047；南昌工程學院大學生創新創業訓練計劃（國家級）201311319014。