一種用于大電流LED驅動的高側電流檢測電路

劉　巖，馮勇建，夏榮菲

(廈門大學航空航天學院,福建廈門361005)

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一種用于大電流LED驅動的高側電流檢測電路

劉巖，馮勇建*，夏榮菲

(廈門大學航空航天學院,福建廈門361005)

摘要：針對LED驅動中寬輸入電壓范圍和高精度檢測的要求，提出了一種高側電流檢測電路.采用互補金屬氧化物半導體(CMOS)器件作為放大器，通過檢測串聯在電路中的采樣電阻兩端電壓差的大小，用滯回控制方法控制電流回路的通斷，能精確控制0.5～5 A的輸出電流，在5～40 V電壓下達到了3%的檢測精度.該電路結構簡單，通過0.6 μm 5～40 V CMOS-雙重擴散金屬氧化物半導體(CDMOS)工藝流片驗證，芯片測試結果表明電路工作良好，能滿足要求.

關鍵詞：高側電流檢測；高精度；LED驅動

LED被稱為第四代照明光源，其具有高效、節能、環保、使用壽命長的優點[1]，從而被越來越廣泛地應用于室內裝飾照明、交通信號燈、汽車照明，甚至園藝照明等領域[2-3].LED是一種半導體器件，其正向電流與正向電壓的關系遵循二極管的特性，很小的電壓變化就能引起很大的電流變化.因此，照明系統中LED驅動方式多采用恒流方式，主要有：線性恒流型和開關電源型[4].其中開關電源型又包含降壓型、升壓型以及升降壓型.不論采用何種控制方式，都需要對流過LED的電流進行精確檢測.

在電路中串聯一個電阻，當有電流流過時，該電阻上會有一個壓降，通過放大這個電壓值，可以得到與線路中電流成比例的信號，從而達到檢測線路中電流的目的.該檢測方式是目前使用最廣泛,也最靈活的方法[5]，它的限制在于功耗與測量精度之間的折中：考慮到功耗要求，檢測電壓應盡可能?。欢ＷC足夠的檢測精度，則希望檢測壓足夠大，以便后續電路處理.但是，不同的應用環境和檢測電阻的位置，給設計這種感測放大器帶來了困難，例如：如果感應電阻串接在負載與地之間，所產生的電壓降可以使用一個普通的運算放大器進行放大,這種結構被稱為低側電流檢測，它的檢測電路為單端輸入，被測信號是檢測電阻上對地的壓降，因而來自地的干擾會嚴重影響檢測精度，更大負載電流意味著更大的干擾；此外，這種結構的檢測電阻容易被短路，從而導致無法正確感應到線路中的電流，造成線路中電流持續增大而燒毀.

對于感應電阻串接在電源及負載之間，其共模信號接近電源電壓,這種結構被稱為高側電流檢測.相比低側電流檢測電路，這種連接法能有效地避免地信號的干擾.文獻[6]介紹了一種寬范圍高側電流檢測電路，它采用雙極-互補金屬氧化物-雙重擴散金屬氧化物半導體(bipolar-CMOS-DMOS，BCD)工藝以及高壓三極管作為輸入級.本文中提出的電路全部采用CMOS器件，在常用的CMOS工藝下實現了5～40 V寬共模輸入，且具有較高的檢測精度.

1普通高側電流檢測放大器

對于普通電源(5 V)的低壓應用，高側檢測放大器只需是一個共模信號接近電源的運算放大器就可實現功能.當電源電壓超過5 V時，則需要先通過電阻分壓來降低高邊檢測的共模電壓，讓其落入放大器允許的共模輸入信號范圍之內.

圖1　高側檢測電路Fig.1High-side current sense

如圖1所示的檢測電路中，被測信號先被電阻分壓，然后經減法器電路得到差分信號，再被放大器OP2放大后輸出.CMOS運算放大器的共模輸入電壓范圍一般不超過5 V，要實現輸入電壓5～40 V的工作范圍，分壓要取到它的1/8以下.

設Rsense上壓降為ΔV,則理論計算的輸出電壓為:

(1)

其中,β為電阻分壓之比,k為后一級放大倍數．圖中取β=1/10,k=250．

假設放大器OP1的輸入失調電壓為Vos,改寫式(1)得實際輸出電壓:

(2)

由式(2)可知,放大器OP1的輸入失調電壓被無衰減地傳輸到其輸出端,同時被OP2放大．電路的檢測精度為:

(3)

可見放大器輸入失調電壓相當于被放大了1/β倍．且β越小,電流檢測的誤差越大,這樣的檢測精度是不能滿足要求的．

2本文中采用的高側電流檢測電路

根據上述分析，前級分壓線路嚴重影響了檢測電路的精度.因此，本文中提出了一種直接放大被測信號的電路.不僅可以檢測共模電壓較高的信號，也有很高的檢測精度，如圖2所示.

Vcc接5 V，高壓N型絕緣柵場效應管(NMOS)用作隔離高壓.VIN和SNS端分別接Rsense的兩端，若Rsense中有電流，則VIN和SNS Pin腳之間會有電壓差.通過M1～M4組成的環路，可使得A、B兩點電壓相等，則流過R1、R2的電流有差別.又M3、M4組成的電流鏡結構使I1=I2，R1中多余的電流將從M5流走.設計R1=R2，流過R1、R2、R3的電流為

圖2　電流檢測電路Fig.2Current sense circuit

IR1=(VVIN-VA)/R1，

(4)

IR2=(VSNS-VB)/R2，

(5)

IR3=IR1-I1.

(6)

電路中M2與M3組成1∶ 1的電流鏡，故有IR2=I1=I2；又VA=VB,R1=R2，聯立式(4)～(6)可得

Vsense=IR3R3=[(VVIN-VA)/R1-

(VSNS-VB)/R1]×R3=R3/R1ΔV,

(7)

其中ΔV=VVIN-VSNS.

3誤差分析及仿真

上述電路中，輸出的誤差主要來源：1) 低壓MOS管M3、M4在版圖設計中結構失配造成電流I1與I2不嚴格相等，則誤差電流ΔI會全部流經R3；2) 實際生產的高壓MOS管 M1、M2、M5的閾值電壓VT不完全相等造成的A、B兩點的電壓差ΔVAB；3)R1、R2、R3之間的失配，設不匹配系數為k，根據誤差來源，將式(7)改寫為：

Vsense=IR3R3=

(VB-VA)]+ΔIR3，

(8)

(9)

誤差系數:

(10)

式中，第1項是電阻匹配誤差，其值取決于版圖設計的好壞.采用長度相等的方塊電阻，用電阻個數的比值來替代其阻值的比值進行匹配，并在芯片版圖中做成交叉、中心對稱的圖形，可以做到很高的匹配精度[7-8]；第2項是VT的不同造成的，主要受到制造工藝的影響，有一定的隨機性，只能通過參數微調技術[9](流片后，通過燒斷電路中預設的保險絲來改變電路中的某些參數，通常是電阻的比例)等進行技術修正，另外，增大檢測電壓ΔV的值對提高精度有好處；第3項也可以表示為ΔI/I3=(ΔI/I1)×(I1/I3)，可從兩方面采取措施減小誤差：1) 提高電流鏡的匹配精度ΔI/I1，引入共源共柵結構(如圖3)，能將輸入電阻增大gmrds倍(gm是晶體管的跨導，rds是晶體管漏端看進去的輸入阻抗)，從而將電流誤差縮小相同的倍數[10-11]；2) 增大I3，I3=ΔV/R1，由此可知，適當減小R1或者增大檢測電壓ΔV都能提高精度.

圖3　共源共柵增大輸入電阻Fig.3cascode current mirror ensures high gain

完整的電流檢測電路及控制回路如圖4所示.當功率管M1打開時，電流經檢測電阻Rsense、LED、電感及M1到地，且逐漸增大，檢測電阻上的壓降被放大為電壓Vsense，電流達到一定值時，Vsense超過基準電壓Vref，滯回比較器翻轉，從而關斷功率管M1；此時，電感、肖特基二極管D1、檢測電阻和LED組成了電流回路.隨著電感的放電，回路中電流減小，Vsense電壓降低，直至低于滯回比較器的翻轉閾值，M1再次打開.如此循環，維持LED中電流恒定.

圖4　電流檢測整體電路Fig.4The whole circuit of current sense circuit

接入檢測電阻Rsense=1 Ω，對電路進行仿真，結果如圖5所示.由圖5(a)和(b)可看出Vsense波形和VIN、SNS節點電壓之差的波形一致；由圖1(c)可知檢測電路輸出電壓Vsense與LED電流有很好的線性度.

圖5　電流檢測線路仿真波形Fig.5Simulation waveform of current sense

4實驗結果與分析

本線路已應用在一款降壓型LED驅動芯片中，其版圖面積為0.038 mm2，僅占整體芯片的4%.

針對寬工作電壓(5～40 V)要求，本文中設計了一系列實驗，在不同的輸入輸出電壓以及不同的輸出電流情況下，對流片后的芯片進行了測試，圖6是檢測電阻Rsense=0.22 Ω，輸入12 V，輸出2個LED串聯時回路中的電流波形.LED中平均電流為897 mA，比設定值0.2/0.22=909 mA小了1.32%；滯回(電流紋波系數)大小±11%，比設計值±10%稍大.表1則列出了不同輸入電壓及檢測電阻情況下測得的LED電流值，可知本文中設計的電流檢測電路達到了設計要求，能精確檢測及控制輸出電流.

圖6　檢測電阻0.22 Ω時電流波形Fig.6LED current waveform when Rsense=0.22 Ω

輸入電壓VIN/V檢測電阻Rsense/Ω實測輸出電流ILED/A目標電流值Iout/A偏差/%50.400.4970.500-0.60120.220.8970.909-1.32240.012.0102.050-1.95360.053.9004.000-2.50400.044.8505.000-3.00

5結論

電流檢測電路是LED驅動不可或缺的功能模塊，其性能直接影響驅動芯片的精確性和可靠性.本研究提出的高側電流檢測電路輸入級采用CMOS器件，有著較好的工藝兼容性；利用電阻比值進行匹配，提高了檢測精度.該電路結構簡單，經流片驗證安全可靠，且在5～40 V寬范圍輸入電壓、0.5～5 A輸出電流范圍下達到了3%的檢測精度，在大電流LED驅動照明領域具有很高的實用價值.

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doi：10.6043/j.issn.0438-0479.201511009

收稿日期：2015-11-09錄用日期：2016-03-08

*通信作者：yjfeng@xmu.edu.cn

中圖分類號:TN 431

文獻標志碼：A

文章編號：0438-0479(2016)04-0592-04

A High-side Current Sensing Circuit for High-brightness LED Drivers

LIU Yan， FENG Yongjian*，XIA Rongfei

(School of Aerospace Engineering,Xiamen University，Xiamen 361005,China)

Abstract:This paper proposes a high-side current sensing complementary metal oxide semiconductor (CMOS) circuit which is applied to high-brightness LED drivers.By detecting the voltage drop of a sense resistor in series and applying hysteresis control strategies,it controls the on-off of the current loop and has achieved a 3% accuracy while the output current varies from 0.5-5 A at 5-40 V input voltage.The circuit has been implanted in 0.6 μm 5-40 V BCDMOS process,and the test shows that the circuit exhibits a satisfactory performance and can meet requirements.

Key words:high-side current sense;high accuracy;LED driver

引文格式：劉巖，馮勇建，夏榮菲.一種用于大電流LED驅動的高側電流檢測電路[J].廈門大學學報(自然科學版)，2016,55(4)：592-595.

Citation：LIU Y， FENG Y J，XIA R F．A high-side current sensing circuit for high-brightness LED drivers[J].Journal of Xiamen University(Natural Science)，2016,55(4)：592-595．(in Chinese)