帶狀線饋電網(wǎng)絡(luò)的頻掃天線設(shè)計(jì)

劉華濤，王建，馬世娟，鄭貴，司海峰

（電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院，四川 成都　611731）

帶狀線饋電網(wǎng)絡(luò)的頻掃天線設(shè)計(jì)

劉華濤，王建，馬世娟，鄭貴，司海峰

（電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院，四川 成都611731）

為了實(shí)現(xiàn)一維頻率掃描，設(shè)計(jì)了一個(gè)X波段 的串饋頻掃平面陣列天線。單個(gè)功分器采用四分支定向耦合器，并且引入低通濾波結(jié)構(gòu)，在實(shí)現(xiàn)大功分比設(shè)計(jì)的同時(shí)還解決了兩輸出口間的相位偏移問(wèn)題。采用低損耗空氣帶狀線作為饋線，有效降低了串饋頻掃天線的損耗。饋電網(wǎng)絡(luò)與天線陣列獨(dú)立設(shè)計(jì)，降低了對(duì)計(jì)算機(jī)硬件的要求。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)陣列可實(shí)現(xiàn)-27°～30°的一維掃描，副瓣電平低于-22 dB。

頻率掃描；空氣帶狀線；四分支定向耦合器；低損耗；低副瓣

隨著通信系統(tǒng)和雷達(dá)系統(tǒng)的不斷發(fā)展，陣列天線的應(yīng)用也日趨普遍，對(duì)其成本及性能的要求也越來(lái)越高。一般相控陣天線要實(shí)現(xiàn)波束掃描，需要大量的T/R組件，這使得其體積龐大、造價(jià)昂貴。頻率掃描天線通過(guò)改變工作頻率來(lái)控制單元激勵(lì)相位的變化，從而實(shí)現(xiàn)波束掃描，具有低成本體積小的優(yōu)點(diǎn)。與傳統(tǒng)的機(jī)械掃描雷達(dá)相比，掃描速度快、精度高。

上世紀(jì)70年代，微帶慢波形式的頻掃天線出現(xiàn)。文獻(xiàn)［1］中設(shè)計(jì)的頻掃陣列，其單元與慢波線結(jié)構(gòu)均采用微帶形式，在±300 MHz的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)±30°掃描。但其副瓣電平只有-12 dB，且天線效率不足20%。近幾年也出現(xiàn)了以介質(zhì)鏡像線［2］或微帶線與同軸線混用［3］作為慢波線的頻掃天線，均采用耦合饋電的方式對(duì)微帶貼片進(jìn)行饋電。前者掃描角度較大、增益起伏較小；而后者的重量輕且剖面較低。此外，以基片集成波導(dǎo)和LTCC技術(shù)為基礎(chǔ)的頻掃天線也相繼出現(xiàn)［4-6］。國(guó)內(nèi)對(duì)頻掃天線的深入研究從90年代才開(kāi)始，對(duì)便攜式低成本小型化的頻掃陣列研究仍較少。

文中在前人理論研究的基礎(chǔ)上，研究了幾種微帶傳輸線的損耗特性，設(shè)計(jì)了一種低損耗、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、低成本的頻掃陣列，并解決了設(shè)計(jì)過(guò)程中的技術(shù)難點(diǎn)。

1　平面陣列設(shè)計(jì)

頻掃天線一般采用串饋形式，相鄰單元間饋線長(zhǎng)度為L(zhǎng)。則兩單元的激勵(lì)相位差為φ=（2π/λg）L，λg為饋線內(nèi)波長(zhǎng)。在掃描范圍（θm1，θm2），頻段（f1，f2），側(cè)射時(shí)波瓣寬度以及副瓣電平等指標(biāo)給定的條件下設(shè)計(jì)頻掃天線，需要確定m，d，L，N等參數(shù)［7-9］。文中所要設(shè)計(jì)的頻掃天線，其掃描范圍為±30°，增益≥22 dB，副瓣電平低于-20 dB。

1.1單元天線設(shè)計(jì)

陣列單元為印刷對(duì)稱振子天線，用帶狀線巴倫耦合饋電，添加寄生貼片來(lái)展寬波束。仿真模型如圖1所示。

介質(zhì)板的相對(duì)介電常數(shù)為2.2，厚度為2.28 mm。仿真優(yōu)化天線的饋電巴倫尺寸，得到單元駐波在1.25以下。E面半功率波瓣寬度在低、中、高頻分別為77°、87°和107°，H面半功率波瓣寬度均大于150°。

1.2組陣

在滿足相同天線指標(biāo)（如主瓣寬度、方向性系數(shù)、不出現(xiàn)柵瓣條件等）的情況下，與矩形柵格平面陣相比，三角形柵格平面陣所需單元數(shù)要少。而且采用三角形柵格布陣可使單元排列更緊密，利于陣列實(shí)現(xiàn)大角度掃描。設(shè)計(jì)的三角形柵格矩形邊界平面陣如圖2所示，共4列，每列18個(gè)單元。

圖1　陣列輻射單元仿真模型

圖2　三角柵格平面陣列

組成平面陣之后，考慮單元間的互耦影響，還需對(duì)單元天線進(jìn)行調(diào)整優(yōu)化。最終所設(shè)計(jì)陣列單元間距d為22 mm，中心單元激勵(lì)的有源駐波低于1.4。

2　頻掃陣列的饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)在頻掃天線設(shè)計(jì)中尤為重要。對(duì)于串饋形式的頻掃陣列，常使用蛇形線構(gòu)成等效慢波結(jié)構(gòu)，即饋電網(wǎng)絡(luò)。串饋的頻掃陣列，其饋線損耗、帶寬和掃描角度具有相互制約的關(guān)系。由于單元順次激勵(lì)，其饋線損耗與單元數(shù)成正比，因此每列單元數(shù)不能過(guò)多。使用低損耗特性的波導(dǎo)作為饋線可以降低損耗，但其體積龐大、重量大、剖面高，不利于小型化。文中分析了微帶線、帶狀線和倒置微帶線3種傳輸線，比較其損耗特性。仿真結(jié)果表明空氣帶狀線在X波段性能最佳，S21帶內(nèi)為-0.095～-0.107 dB。文中饋線即選擇空氣帶狀線作為饋線。

2.1四分支定向耦合器

對(duì)稱的分支線定向耦合器常設(shè)計(jì)為左右、上下均對(duì)稱的形式。其特性阻抗各支節(jié)既可相同，也可逐節(jié)變換。因此，此種類(lèi)型的定向耦合器各分支線的特性阻抗逐節(jié)不同。這樣可使的定向耦合器性能達(dá)到最佳模式。文中選用四分支帶狀線結(jié)構(gòu)定向耦合器作為一分二的功分器，多路功分器則由多個(gè)兩路功分器級(jí)聯(lián)組成。

四分支帶狀線結(jié)構(gòu)定向耦合器的HFSS電磁仿真模型如圖3所示，在耦合器隔離端加入了碳基鐵材料的劈形負(fù)載，以保證隔離端隔離度。此種類(lèi)型的功分器相較于常見(jiàn)的威爾金森功分器，結(jié)構(gòu)上相對(duì)復(fù)雜，但在功分比較大時(shí)性能明顯優(yōu)于威爾金森功分器。這是由于當(dāng)功分比較大時(shí)，單純利用威爾金森功分器，其兩臂寬度將非常窄，加工誤差對(duì)性能的影響較大。此外，帶狀線結(jié)構(gòu)定向耦合器的結(jié)構(gòu)決定了其兩輸出端口具有良好的隔離度，不需要再額外添加隔離電阻。仿真結(jié)果表明，在整個(gè)頻段內(nèi)分支線輸入口駐波在1.25以下，隔離度在-18 dB以下。

圖3　四分支定向耦合器仿真模型

2.2低通濾波結(jié)構(gòu)

設(shè)計(jì)頻帶較窄的功分器時(shí)，工程一般只研究其中心頻率的工作特性。但隨著工作頻帶的加寬，功分器各輸出口的相位將隨著頻率的改變而發(fā)生相應(yīng)的偏移。為了解決這個(gè)問(wèn)題，引入一種低通濾波結(jié)構(gòu)，其仿真模型如圖4所示。這種低通濾波器的相位頻率響曲線斜率變化與一般傳輸線相位斜率變化相同，且其變化相對(duì)傳輸線更大。通過(guò)在分支線輸出口一端添加此結(jié)構(gòu)，可抵消相位斜率變化，這樣，兩輸出口的相位偏移相對(duì)減小，實(shí)現(xiàn)了相差固定的目的。通過(guò)仿真優(yōu)化該結(jié)構(gòu)駐波在1.1以下。

圖4　低通濾波結(jié)構(gòu)

加低通濾波結(jié)構(gòu)之后相位差偏移從24°減小到5°，說(shuō)明其效果明顯且滿足工程需求。加低通濾波結(jié)構(gòu)之后整個(gè)頻段內(nèi)其駐波在1.3以下，滿足單個(gè)功分器駐波指標(biāo)要求。

2.3每列功分網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

根據(jù)指標(biāo)要求，文章所設(shè)計(jì)的頻掃陣列為平面陣，采用三角形柵格矩形邊界，共有4列，每列18個(gè)單元。為了實(shí)現(xiàn)低副瓣，對(duì)陣列采用泰勒分布進(jìn)行激勵(lì)，因此所設(shè)計(jì)的線陣功分網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)一分十八的不等功分器。且其各個(gè)輸出口的功分比，按照某一個(gè)輸出口進(jìn)行歸一化后，應(yīng)滿足泰勒分布。實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中，一分十八功分網(wǎng)絡(luò)分別由單個(gè)一分五的不等功分器、一分四的不等功分器、一分三的不等功分器和一分六的不等功分器4部分仿真設(shè)計(jì)而成。該一分十八功分網(wǎng)絡(luò)給每列天線的相應(yīng)單元饋電，其仿真模型如圖5所示。

圖5　一分十八功分網(wǎng)絡(luò)模型

按照副瓣電平的要求，根據(jù)泰勒綜合可以確定單元的激勵(lì)分布，然后根據(jù)四分支帶狀線結(jié)構(gòu)定向耦合器各支節(jié)的阻抗計(jì)算得到其尺寸參數(shù)。然而計(jì)算較為復(fù)雜，并且計(jì)算結(jié)果只能得出一個(gè)大概的范圍，最終結(jié)果仍需通過(guò)調(diào)試得到。設(shè)計(jì)中，利用HFSS電磁仿真軟件通過(guò)直接調(diào)試的方法來(lái)使17個(gè)分支線達(dá)到所要求的功分比。根據(jù)頻掃天線的設(shè)計(jì)理論，需求解相鄰兩單元間傳輸線長(zhǎng)度L、其中L=mλg，λg為側(cè)射時(shí)饋線內(nèi)的波長(zhǎng)，經(jīng)過(guò)計(jì)算m取5。仿真所得其駐波在1.56以下，其各輸出口的幅度及相位分布滿足設(shè)計(jì)要求。

2.4列間功分網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

由于所設(shè)計(jì)的陣列共4列，因此，在完成一分十八功分網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)后，仍需設(shè)計(jì)一個(gè)一分四的等功分功率分配器對(duì)每列饋電。此時(shí)選用常見(jiàn)的威爾金森功分器來(lái)設(shè)計(jì)。

將仿真所得功分網(wǎng)絡(luò)的輸出口幅度和相位分布代入圖2模型中進(jìn)行仿真，可得其掃描方向圖如圖6所示。可實(shí)現(xiàn)-34°～29.7°掃描。

圖6　仿真掃描方向圖

3　實(shí)　測(cè)

對(duì)所設(shè)計(jì)的頻掃真理天線進(jìn)行實(shí)物加工并進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試結(jié)果駐波整個(gè)工作頻段內(nèi)均在2以下，滿足要求。其測(cè)試方向圖如圖7所示，可以實(shí)現(xiàn)-27°～30°掃描。下邊頻掃描時(shí)，掃描角度與仿真結(jié)果相差7°，副瓣電平為-22 dB，此時(shí)波寬為6.51°，測(cè)試得到的方向性系數(shù)為23.81 dB；中頻時(shí)掃描角度為0°，此時(shí)波寬為5.5°，副瓣電平為-25 dB，方向性系數(shù)為24.96 dB；上邊頻處的掃描角度為30°，波寬為5.64°，副瓣電平為-22 dB，測(cè)試得到的方向性系數(shù)為24.82 dB。

圖7　實(shí)測(cè)掃描方向圖

4　結(jié)束語(yǔ)

低頻的實(shí)測(cè)掃描角度與設(shè)計(jì)值存在一定差異，分析其原因有如下幾個(gè)：首先文中設(shè)計(jì)的功分網(wǎng)絡(luò)使用空氣帶狀線作為傳輸線，實(shí)際加工時(shí)使用介質(zhì)釘進(jìn)行固定，設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)介質(zhì)釘?shù)目紤]不足。其次就是低頻工作時(shí)的耦合較強(qiáng)。總之，文中所設(shè)計(jì)的頻掃陣列基本滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，具有重量輕，體積小的優(yōu)點(diǎn)，在現(xiàn)代系統(tǒng)小型化的設(shè)計(jì)中具有一定的優(yōu)勢(shì)。且其成本低廉，具有很強(qiáng)的實(shí)用價(jià)值。

［1］Danielesen M，Jorgensen R.Frequency scanning microstrip antennas［J］.IEEE Trans.Antennas and Propagat，1979:（27）146-150.

［2］MING Yi Li，KAI Chang.Novel beam-control techniques usingdielectric-image-line-fedmicrostrippatch-antenna arrays for Millimeter-waveapplications［J］.IEEETrans. MTT.，1998，46（11）.1930-1935.

［3］劉永康.微帶頻掃天線陣列研究與設(shè)計(jì)［D］.南京：南京理工大學(xué)，2009.

［4］Leung Chiu，WEI Hong，Zhenqi Kuai.Substrate integrated waveguide slot array antenna with enhanced scanning range for authomotive application［C］//APMC，Dec.2009:1-4.

［5］Junfeng Xu，Wei Hong，Hongjun Tang.Half-Mode Substrate Integratedwaveguide（HMSIW）Leaky-Waveantennafor Millimeter-wave applications［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters，2008（7）:85-88.

［6］Deslandes D，Wu K.Substrate integrated waveguide leakywave antenna:Concept and design considerations［C］//In Proc. Asia-Pacific Microw.Conf.，Suzhou，China，2005.

［7］郭燕昌，錢(qián)繼曾，等.相控陣和頻率掃描天線原理［M］.北京：國(guó)防工業(yè)出版社，1978.

［8］程述一.基于超高頻和超聲陣列信號(hào)的變壓器局放定位方法研究［J］.陜西電力，2015（11）：70-73，93.

［9］蘇耕，安翠翠，朱敏，等.基于傳聲器陣列的輸電線路噪聲提取測(cè)試研究［J］.陜西電力，2016（3）：63-67.

The design of frequency scan antenna based on stripline feed networks

LIU Hua-tao，WANG Jian，MA Shi-juan，ZHENG Gui，SI Hai-feng
（School of Electronic Engineering，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu 611731，China）

In order to achieve one dimensional scanning，a frequency scan antenna array was designed in this paper，which works in X-band.Firstly，designed a single power driver which realized by four branch directional coupler.In order to reduce the phase deviation and achieve large power ratio，a low-pass filter structure was introduced to power driver.Secondly，using low loss air stripline as feed line，effectively reduce the loss of the crossfeed frequency scan array.Feed network and antenna array were designed independently，reduced the demand for computer hardware.Lastly，test results show that the designed array can realize one-dimensional scanning，sidelobe level below-22 db.

frequency scan；air stripline；four branch directional coupler；low loss；low sidelobe

TN819.1

A

1674-6236（2016）14-0084-03

2015-07-08稿件編號(hào)：201507071

劉華濤（1991—），男，安徽阜陽(yáng)人，碩士研究生。研究方向：天線理論分析與設(shè)計(jì)。