寬頻帶高增益共口徑雙圓極化捷變天線設計

馬世娟，王建，司海峰

（電子科技大學 電子工程學院，四川 成都　611731）

寬頻帶高增益共口徑雙圓極化捷變天線設計

馬世娟，王建，司海峰

（電子科技大學 電子工程學院，四川 成都611731）

為了提高低截獲概率雷達系統的性能，針對低截獲概率設備對發射天線的需求，文中設計了一種寬頻帶、高增益、共口徑雙圓極化天線，通過控制端口饋電方式實現左右旋圓極化捷變。同時，該天線可通過頻率變化實現波束掃描與多波束功能。設計了波導縫隙單元結構、19單元線陣及19×12面陣。為了抑制柵瓣的產生，利用介電常數為2.3的聚四氟乙烯部分填充于波導腔中。根據天線結構的特殊性設計了波導/同軸轉接器。天線整體仿真優化結果表明，線陣增益為19 dB，面陣平均增益為30 dB。在絕對帶寬3.75 GHz范圍內該面陣天線的駐波比小于1.1，軸比小于3 dB，相對帶寬可達13.5%。從而簡化了極化捷變天線的結構，減小了天線體積，滿足了低截獲概率雷達對發射天線的需求。

Ka波段；波導縫隙；雙圓極化；極化捷變

利用電磁波極化信息，提高雷達的低截獲概率性能、目標檢測能力，解決當前雷達面臨的4大威脅具有十分重要的意義。然而，雷達收發天線極化捷變對天線系統的設計與性能指標提出了較高的要求［1］。波導縫隙陣列天線由于口徑面利用率高、饋電簡單、體積小、結構緊湊、易于實現低副瓣與高增益等特點，為極化捷變天線設計提供了有利條件。

Watson率先對波導縫隙天線進行研究，他的研究對后來的學者進行探究性理論分析奠定了基礎，同時也促使波導廣泛運用到實際應用中。Elliott對波導縫隙小型陣進行理論分析，并提出3個經典的理論方程［4-6］，為設計實現各種功能的波導縫隙天線提供重要的理論依據。文獻［5］中采用交叉十字型輻射單元結構實現圓極化。文獻［6］中采用V字型開槽形式的輻射單元實現左旋圓極化或右旋圓極化，但文中只提到了天線只能實現一種形式的圓極化即左旋圓極化或右旋圓極化，未能實現集左旋圓極化和右旋圓極化于一體的天線形式。文獻［7］中提出一種可實現雙圓極化平面陣天線，即兩個正交45°的傾斜縫隙依次排列組成能夠實現雙圓極化的面陣結構，該文章實現了當兩線陣的相對位移為-0.5時的隔離度為33.0 dB，面陣的交叉極化為-25 dB，但該種形式的面陣結構不緊湊。

針對上述問題，綜合考慮天線的輻射效率、可實現性等因素，文中采用在波導上開槽來實現集左旋圓極化和右旋圓極化兩種極化方式于一體的輻射結構，并將設計的波導縫隙線陣與波導/同軸轉接器組合成天線線陣整體進行仿真及優化，工作絕對帶寬3.5 GHz范圍內駐波比小于2，軸比小于3 dB。同時，設計了具有寬頻帶高增益的19×12的面陣，具有輻射效率高、結構簡單、結構緊湊、高增益、窄波束等優點，同時，該天線可實現在角度范圍為14°內進行波束掃描與多波束功能。考慮到所設計天線結構，采用垂直式波導/同軸轉接器對波導形式天線進行饋電，為激勵出所需波型、減小駐波比以及簡化設計結構，在波導中加階梯阻抗變換器，使波導輸出特性阻抗與同軸轉換器的特性阻抗達到匹配［8］。

1　天線單元結構

采用波導直接設計的天線加工工藝簡單，輻射效率高，故本文采用波導設計能夠實現集左旋圓極化和右旋圓極化兩種極化方式于一體的波導縫隙陣列天線。根據矩形波導尺寸指標a為9 mm，b為5.3 mm及W為1 mm，設計的波導縫隙單元結構如圖1所示。其中，縫隙寬W為0.6 mm，縫隙L長為6.2 mm，兩個縫隙的軸線與矩形波導中心線夾角Ψ均為43.6°，兩個縫隙物理尺寸的中點偏離矩形波導中心線的距離X為1.66 mm，在矩形波導中心線上的投影點間距d為姿g/4。

圖1　波導縫隙單元結構

2　線陣設計

在文獻中，波導縫隙線陣中各個單元尺寸和單元間距不同，采取通過調節單元之間間距的方法來補償由于各個單元尺寸不同而引起的相位差。為了降低設計難度與仿真分析計算時間，獲得理想的左、右旋圓極化效果，文中采取等單元尺寸和等單元間距的簡單調試設計方式。為了抑制柵瓣，將介電常數為2.3的聚四氟乙烯部分填充于波導腔中，使單元之間的間距必須接近波導波長姿g，并且小于自由空間中的波長姿。

利用圖1所示的波導縫隙單元結構，為滿足指標要求，設計的19個單元等間距排列的天線線陣，尺寸為160.8 mm× 11 mm×7.3 mm，其結構如圖2所示。同時，為實現該天線的頻率掃描，采取行波陣形式的設計方法，即在天線終端接匹配負載，使波導處于行波狀態，縫隙被行波激勵，從而天線在較寬頻帶范圍內保持良好的匹配。通過改變工作頻率，實現波束掃描所需的單元間相位差。

圖2　線陣結構

利用電磁仿真軟件Ansoft HFSS對設計的線陣進行仿真與優化，從該線陣天線的右側端口進行饋電時能夠實現左旋圓極化，從左側端口饋電時能夠實現右旋圓極化。經仿真優化后該線陣的駐波比 （VSWR）在絕對帶寬3.5 GHz頻率范圍，VSWR小于1.1。

從左側端口進行饋電時，在XY面內，天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內的軸比小于3 dB，交叉極化小于-15 dB；在偏離XZ面θ角度（XY面內最大增益值偏離的角度）的面內，天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內的軸比小于3 dB，交叉極化小于-15 dB。當頻率為中心頻率時，XY面內的主極化與交叉極化方向圖如圖3所示，主極化右旋圓極化增益為19.08 dB，最大增益值出現在-4°，其副瓣電平為6.05 dB，交叉極化為-16.50 dB，由此可以看出該線陣天線具有較高的極化效率。

圖3　中心頻率處的主極化增益和交叉極化增益方向圖

從右側端口饋電時，其仿真分析結果與左側端口饋電時一致，均滿足設計要求。

3　波導/同軸轉接器設計

為了對線陣進行饋電，本節設計了一種部分填充介電常數為2.3的聚四氟乙烯的矩形波導的/同軸轉接器，采用波導寬邊同軸探針耦合方式對波導縫隙線陣進行激勵，以實現同軸與波導的阻抗匹配。利用HFSS計算的波導口的特性阻抗值Z1為236 Ω。采用標準SMA接頭，其內導體外徑d為1.27 mm，外導體內徑D為4.13 mm，填充介電常數為2.08的聚四氟乙烯。為實現同軸線與矩形波導阻抗匹配，采用階梯阻抗變換器中的等波紋式阻抗變換器。

同軸線與矩形波導的特性阻抗比為：

其中，Z1為輸出端矩形波導特性阻抗，Z0為輸入端同軸線特性阻抗。

中心波長為：

其中，姿g1與姿g2分別為最低工作頻率與最高工作頻率對應的波長。

該阻抗變換器的分數帶寬Wq為：

根據切比雪夫響應的N節1/4波長阻抗變換器的波紋頻響特性［8］

經計算分析與仿真優化后，矩形波導階梯高度bi分別為0.45 mm，1.11 mm，1.87 mm，2.18 mm，據此建立波導/同軸轉換器的仿真結構如圖4所示。

其中，ρmax為頻帶內允許的最大輸入駐波比。取N=4，求出各階梯的阻抗值Zi分別為236 Ω，160 Ω，108 Ω，74 Ω，然后根據矩形波導階梯高度與阻抗的關系

圖4　波導/同軸轉接器整體結構

由于標準SMA接頭工作截止頻率在18 GHz左右，超出本文設計的天線的工作頻率范圍，導致同軸接頭內部產生高次模，使轉接器的反射系數增大。為解決上述問題，利用介電常數較小的空氣代替波導壁中高度為h的聚四氟乙烯，從而使式（6）中的截止頻率fc增大。

其中，c為光速，εr填充介質介電常數。

經HFSS仿真優化后，設計的波導/同軸轉換器的駐波比在工作頻率內小于2。

為降低法蘭盤對天線輻射方向圖的影響，將波導縫隙線陣端口延長29.8 mm，并與設計的波導/同軸轉接器組合。仿真優化結果表明，當工作頻率為中心頻率時，天線主極化與交叉極化增益方向圖如圖5所示，其最大增益為17.2 dB，副瓣電平為4.8 dB，輻射方向圖3 dB波瓣寬度內軸比小于3 dB。

圖5　中心頻率處的主極化和交叉極化增益方向圖

4　面陣設計

由12根波導縫隙線陣組成尺寸為160.8 mm×120 mm× 7.3 mm的面陣，其結構如圖6所示，其中相鄰線陣共用波導壁。利用HFSS對設計的面陣進行仿真優化與分析。當工作頻率絕對帶寬3.75 GHz范圍內時，該面陣天線中間兩個端口的駐波比均小于1.1。該面陣天線中間兩個端口的反射系數均小于-30 dB。

圖6　面陣結構圖

利用泰勒分布綜合編程求得每個端口的激勵幅度，并對面陣右側的12個端口進行同相饋電，實現左旋圓極化。從右側端口饋電時，在XY面內不同頻點處的主極化 （LHCP，實線）與交叉極化（RHCP，虛線）的歸一化增益如圖7所示。由圖7可以看出，該面陣天線的交叉極化為-25 dB，且可實現從+12°到-2°的波束掃描。仿真分析表明，在工作頻率范圍內，該面陣天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內的軸比均小于3 dB。

圖7　不同頻點處的主極化和交叉極化增益

利用泰勒分布綜合編程求得每個端口的激勵幅度，對面陣左側的12個端口同相饋電，能夠實現右旋圓極化。在面陣左側端口饋電時，XY面內不同頻點處的主極化 （RHCP，實線）和交叉極化（LHCP，虛線）的歸一化增益如圖8所示。由圖8可以看出，該平面陣天線可實現從-12°到+2°的波束掃描。并且仿真結果表明，在工作頻率范圍內，該面陣天線輻射方向圖3dB波瓣寬度內的軸比均小于3 dB。

5　結束語

共口徑雙圓極化捷變天線采用行波陣天線形式實現不同頻率時具有不同角度的偏移來達到頻率掃描的功能，仿真結果顯示從面陣右端進行等幅同向饋電時可實現左旋圓極化，從面陣的左端進行饋電時可實現右旋圓極化，同時也可實現從-12°到+2°的頻率掃描。絕對帶寬3.75 GHz范圍增益約為30 dB。該波導平面陣天線易于實現共形，為雷達收發極化捷變天線的設計提供了技術參考。

圖8　不同頻點處的主極化和交叉極化增益

［1］曾清平，董天臨，萬山虎.極化雷達的發展動態與極化信息的應用前景［J］.系統工程與電子技術，2003（6）:669-673.

［2］Elliott R S，Kurtz L A.The Design of Small Slot Arrays［J］. IEEE Transaction on Antennas and Propagation，1978，26 （3）:214-219.

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［5］Alan J.Simmons.Circularly Polarized Slot Radiators［J］. IEEE Transaction on Antennas and Propagation，1957，5（1）: 31-36.

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［8］李嗣范.微波元件原理與設計［M］.北京：人民郵電出版社，1982.

The design of wideband high gain co-caliber dual circular polarization-agile antenna

MA Shi-juan，WANG Jian，SI Hai-feng
（School of Electronic Engineering，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu 611731，China）

In order to improve the performances of low probability of intercept（LPI）radar systems，for meeting the needs of LPI equipment to the transmit antenna，a wide bandwidth，high gain，total diameter dual circularly polarized antenna is designed in this paper.，the polarization agility can be realized by controlling the port feed method.The design antenna can be achieved with a beam scanning and multi-beam function by changing frequency.Waveguide slot unit structure，line array composed by 19 units and plane array composed by 12 line arrays are designed.The use of Teflon with dielectric constant of 2.3 is filling into the waveguide cavity to suppress grating lobes.According to the particularity of the antenna structure，a waveguide and coaxial adapter is designed to feed.The overall optimization of antenna simulation results show that，the gain of line array is 19 dB and the average gain of plane array is 30 dB.The VSWR is below 1.1 at the absolute bandwidth of 3.75 GHz，and the relative bandwidth is up to 13.5%.The designed antenna simplifies the structure of the polarization agility antenna，reduces the antenna size，which meets the needs of LPI radar transmitting antenna.

Ka-band；waveguide slot；dual circular polarization；polarization agility

TN819.1

A

1674-6236（2016）14-0097-04

2015-08-03稿件編號：201508009

馬世娟（1989—），女，山東濰坊人，碩士研究生。研究方向：天線理論分析與設計。