∝型平坦展寬頻譜可調全光時延線

曹繼紅，陳　偉

(北京交通大學 全光網絡與現代通信網教育部重點實驗室，北京 100044)

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∝型平坦展寬頻譜可調全光時延線

曹繼紅*，陳偉

(北京交通大學 全光網絡與現代通信網教育部重點實驗室，北京 100044)

根據全光網交換和高速時分復用技術對時延調節的需求，提出一種新的基于光纖非線性效應的∝型全光再生可調時延線。該時延線由小段高非線性光纖、色散補償光纖、光纖光柵濾波器和光纖放大器等構成；利用自相位調制、小量群速度色散效應、以及光波分裂效應獲得攜帶近似線性時延的平坦化展寬光譜，并在波長可調諧光纖光柵的配合下實現時延控制，同時具有對工作波長進行適當變換的功能。單皮秒脈沖演變數值分析顯示其在10 nm的波長范圍內的調節量可達300 ps以上，在40 Gbps脈沖序列仿真傳輸實驗中Q值可達23.6。仿真實驗結果表明：設計的時延線在保證輸出脈沖質量仍然良好(比特誤差率(BER)?10-12)的情況下獲得了較大的時延調節量，能滿足全光網和高速時分復用系統的需求。

全光時延線；可調時延線；光纖非線性效應；頻譜展寬；色散；全光網交換；時分復用

*Correspondingauthor,E-mail:jhcao@bjtu.edu.cn

1　引　言

未來的全光路由器必須支持可變長度的信息包，即可以異步到達分組路由節點。這種路由器需要低信號失真的全光緩存器，通過時延管理解決光包同步或沖突的問題[1]。時延管理方法有：利用已經報道的慢光光譜共振效應實現延遲[2-3]；基于同一介質中不同波長對應不同色散來實現大時間延遲[4]。但這兩種方法都還處于研究探索階段，目前常采用光纖時延線(Fiber Delay Line，FDL)[5]。它通過控制光纖的長度來調節時延大小，不僅調節控制很不方便，而且時延數值是離散的。另外，雖然現在單根光纖承載的波長通道數量已經達到了很高的水平[6-8]，但遠不能滿足全球用戶的需求。所以在全光網絡中必然存在波長沖突問題，這要通過變換波長來解決。常見的全光型波長變換主要基于非線性的光光互調制，不但成本高，而且結構復雜[9-10]。

Hu等人[11]利用自相位調制效應(Self-Phase Modulation，SPM)和光纖色散在10 Gb/s系統中實現了最大時延為170 ps的調節量，而且把脈沖從25 ps壓縮到了20 ps。該方法同時使用了3種特種光纖：高非線性光纖(High Nonlinear Fiber，HNLF)、色散補償光纖(Dispersion Compensation Fiber，DCF)和色散位移光纖(Dispersion Shift Fiber，DSF)，所以成本較高；此外，所采用的鏈狀裝置布局也很復雜。文獻[12]報道了一種波長變換器，原理上也是利用SPM，其結構簡潔，但功能單一。

本文提出了一種全光再生型時延線，其基本原理同樣利用了光纖的SPM和色散，但結合了文獻[11]和文獻[12]的優點，可同時實現較大延時和適量波長調節。該時延線基于全光纖器件，結構簡單、調節方便，能保證光信號的質量和穩定。

2　時延線的基本原理和構成

時延原理是光波在光纖中的群時延量因色散的原因依賴于光脈沖的波長(或頻率)。對單模光纖有：

(1)

其中：τ是群時延，β是傳播常數，ω是角頻率，β2是光纖的群速度色散(Group Velocity Dispersion，GVD)。所以在單模光纖中可以通過調節工作波長來獲得不同時延。時延量由光纖的色散大小決定，而時延量隨波長值變化的快慢由色散斜率(即三階色散)決定。為了有較高的調節靈敏度和調節范圍，需要選擇色散斜率較大的光纖，如DCF。同時為了讓光信號在DCF中獲得盡可能大的時延差別(即調節量)，需要對光信號的頻譜進行展寬。信號頻譜的展寬采用HNLF的SPM效應來實現，波長的調節采用可調諧光帶通濾波器(Optical BandPass Filter，OBPF)來實現。

本文提出的∝型時延線如圖1所示。入射信號光經過摻鉺光纖放大器-1(Erbium Doped Fiber Amplifier， EDFA)放大到SPM效應需要的高功率，再經OBPF-1(采用光纖光柵)濾波后，通過環行器進入HNLF中。在這里，高峰值功率下光脈沖會發生SPM等非線性效應，使脈沖的頻譜展寬。光信號再通過環行器進入光纖環路中，由可調OBPF-3選出某波長并在DCF作用下獲得需要的延時。從DCF輸出的光信號再經EDFA-2放大、及HNLF再擴展頻譜，最后由OBPF-2調整到需要的波長輸出。整個過程不但可以調節時延量和波長，還對光脈沖進行了再放大和整形。

圖1　∝型時延線結構示意圖Fig.1　Scheme of ∝-type delay line

3　時延線的性能分析

3.1描述脈沖演變的方程

在HNLF中有多路光脈沖在傳輸，如來回的高峰值脈沖及它們可能產生的Raman散射信號等，涉及SPM、XPM、Raman等多種效應[13-15]。所以脈沖演變過程采用耦合非線性薛定鄂方程(Nonlinear Schr?dinger equation，NLS)來描述[16]。即:

(2)

式中:A是電場振幅，s和t是時間變量，vg是群速度，β2是GVD，γ是非線性系數，α是損耗系數，fR表示延時Raman效應對非線性極化貢獻的比例，hR是拉曼響應函數，j=1或2，m=3-j。方程左邊包含了色散項和損耗項，右邊依次是SPM及XPM項、分子振動項、能量轉移項(由Raman放大引起)。在DCF中，因高色散采用忽略非線性效應的基本傳輸方程來描述脈沖的演變。

3.2平坦展寬頻譜

正向進入HNLF中的是無啁啾高斯脈沖，半極大全寬為6.2 ps，工作波長為1 548.5 nm，經EDFA-1放大后峰值功率為2 W。HNLF非線性系數γ=16 W-1/km，色散參數D=-0.35 ps/(nm·km)@1 550 nm(可以導出β2)，損耗系數為1.5 dB/km，在長度約2 km處達到最寬的SPM展寬頻譜。因為損耗較大，不宜通過增長HNLF來獲得更大的SPM頻譜展寬。

首先只考慮HNLF中SPM和GVD相互作用的情形，即式(2)中fR=0，此時SPM起著決定性作用。但在小量正常色散的作用下，會出現光波分裂現象[17]。與純SPM的結果比較，適度的光波分裂存在兩方面的影響：一個是在時域，脈沖邊沿變陡，脈沖有較大失真(如圖2(a)所示)；另一個是在頻域，頻譜展寬范圍稍有減小，但頻譜中間區域變得更平坦。本文中頻譜振蕩幅度減小了5.5 dB，而且平坦區的平均功率水平提高了5.2 dB(如圖2(b)所示)。雖然脈沖的失真會產生負面影響，但是頻譜的平坦化有益于時延線輸出波長的平滑調諧和最終輸出脈沖的穩定性。如果把脈沖的失真控制在比特周期內合理的范圍，光波分裂是可以利用的。所以無需為了獲得盡可能大的SPM頻譜展寬而把輸入的工作波長選在HNLF的零色散位置，而且小量色散也有益于抑制四波混頻(Four Wave Mixing，FWM)等其它非線性效應。

(a)脈沖邊沿變陡 (a) Pulse shape became steeper

(b)頻譜變窄，但更平坦(b) Spectrum became narrower， but flatter圖2　HNLF中小量正常色散的影響 Fig.2　Effects of a small amount of dispersion in HNLF

3.3最大時延調節量

由∝型時延線原理可知，其最大時延調節量由DCF的色散參數特性和光譜被展寬的范圍兩個因數決定。DCF的色散斜率、長度及光譜范圍值越大，獲得的最大時延調節量也越大。圖2的分析結果顯示，本文中進入DCF的光譜平坦區是1 544～1 553 nm。本文采用烽火的一款DCF產品，其參數為：色散斜率是-0.4 ps/(nm2·km)，色散參數D=-100 ps/(nm·km) @1 545 nm。在頻譜平坦區內，由OBPF-3濾出所需波長。OBPF-3是一階高斯可調濾波器，帶寬是0.4 nm。

DCF長度取優化值300 m,因為DCF長度不同，色散總量也不同。總色散與輸入DCF時的反向啁啾相互作用后，凈余啁啾的符號和大小將影響脈沖質量,所以DCF有一個最佳的長度。這里根據DCF輸出脈沖的質量選取長度優化值。

圖3是OBPF-3濾波器選出的波長在通過DCF后所獲得的時延量。時延-波長曲線是一條斜率為-31.8 ps/nm的直線(因為DCF的色散在1 550 nm 附近是近似線性的)。這表明∝型時延線的調節量是線性且靈敏的，理論上根據頻譜平坦區范圍，最大時延調節量達300 ps以上。

圖3　脈沖時延量與選出波長的關系Fig.3　Relationship between delay and selected wavelength

3.4波長調節范圍

全光再生對高速傳輸系統和全光網絡來說是一個非常有益的功能[18]。∝型時延線的主要功能是調節光脈沖信號的時延，同時因2R(Reamplification and Reshaping)再生而具有一定的波長調整功能，所以時延線的波長調節范圍分為兩種情況。

系統主要作為時延線使用時， 中心波長一旦根據所需時延量通過OBPF-3選定后，就不再改變。因而波長的調節范圍僅限于OBPF-3選出的譜再回到HNLF展寬后的區域。圖4為例，OBPF-3濾出以1 553 nm為中心的譜，再經HNLF展寬，此時能通過OBPF-2輸出的最終波長是1 551～1 555 nm。在這種情況下，首先需要獲得較大的時延量，因而用高峰值功率脈沖進入HNLF來獲得足夠強的SPM效應以展寬頻譜。其負作用是脈沖反向再次進入HNLF前會有較大的啁啾，使得再次展寬的頻譜較窄，兩側不夠平坦。

圖4　光脈沖的頻譜在時延線中的演變過程Fig.4　Evolution of pulse spectrum in delay line

另一種是完全用作波長變換器。不考慮時延量時，通過OBPF-2和OBPF-3的配合，波長的最大調節范圍是兩次HNLF展寬的頻譜的總和。仍以圖4為例，OBPF-3所在的1 553 nm是HNLF第一次展寬頻譜的右邊緣。再經HNLF展寬頻譜后，OBPF-2能達到的右邊緣是1 555 nm。考慮到頻譜的對稱性，延時器能夠調節的最大波長是1 542～1 555 nm。這種情況只有在不得已時使用，因為時延線里面的DCF不但多余，而且其大色散還具有負面影響。

3.5其它非線性影響

在皮秒脈沖下，布里淵效應可以忽略；在有一定量色散的情況下，FWM也可以不考慮。所以這里主要分析了交叉相位調制(Cross Phase Modulation， XPM)和受激拉曼散射(Stimulated Raman Scattering， SRS)效應的影響。

圖5顯示了包含XPM和SRS效應(但忽略弱散射光產生的效應)的數值分析結果，數據采集于脈沖第一次通過HNLF之后。對比有無XPM和SRS效應時的曲線可知：有XPM和SRS效應時，在時域脈沖邊沿變得更陡，峰值功率下降，但脈寬沒有太大變化；在頻域，因脈沖峰值功率的降低，SPM致頻譜展寬的范圍也減少(本文約有1 nm多，比前文平坦區譜寬減少約10%)。XPM給往返的脈沖帶來了更多的啁啾，致使脈沖分裂現象更強，所以圖5(a)中脈沖邊沿底部已經開始出現振蕩結構，但沒有出現XPM效應典型的非對稱性，可見XPM此時還不是很強，不會轉移較多的脈沖能量，所以脈沖峰值功率下降主要來源于SRS效應。NLS(式(2))中分子振動項和Raman放大項都會產生額外的功率消耗。

(a)　　　脈沖變得更陡，峰值功率下降，兩側　　　邊沿底部出現紋波(a) Pulse shape became steeper with a ripple at bottom and peak power decline

(b)頻譜變窄(b) Spectrum became narrower圖5　XPM和SRS效應對光脈沖的影響Fig.5　Effect of XPM and SRS on pulse

顯然，在小量色散的影響下，XPM和SRS效應的最大影響是耗散了脈沖的部分功率，減小了時延線的波長調節范圍，而對脈沖寬度和頻譜的平坦度沒有顯著影響。通過環形腔再次經過HNLF后的脈沖，也存在類似的現象。

4　仿真實驗傳輸

把∝型時延線背靠背接入40 Gb/s的仿真傳輸系統中，如圖6所示。發送機發送的單脈沖參數同前，序列為16位二進制特征碼“1010110011100010”。通過∝型時延線后，接收機接收到的傳輸結果由數值仿真示波器(Oscilloscope，OSC)和誤碼儀(Bit Error Rate Instrument， BERI)測量。

圖6　40 Gb/s仿真實驗系統Fig.6　40 Gb/s simulation experiment system

圖7是OBPF-3選擇不同波長時OSC測量到的時延輸出脈沖序列。圖中以1 553 nm波長對應的時延為參考點，測得1 548 nm脈沖序列延遲185 ps，1 544 nm脈沖序列延遲316 ps。這些脈沖的半極大全寬介于5～6 ps，比初始脈沖(6.25 ps)稍窄。

圖7　輸出不同時延的脈沖序列Fig.7　Pulse sequence outputting different output delays

圖8是BERI檢測到的輸出脈沖序列的波形質量，此時OBPF-3中心波長置于1 544 nm，OBPF-2中心波長置于1 546.5 nm。圖8(a)中Q最大值是23.6，曲線較對稱，峰值位于比特周期的中間，表明輸出序列易于判決。圖8(b)的眼圖直觀顯示了通過時延線后脈沖的失真程度，而中間的BER模板(BER patterns)更好地表明輸出脈沖序列的質量很好(BER?10-12)。

(a)最大Q值為23.6(a) Maximum Q value is 23.6

(b)眼圖，BER?10-12(b) Eye pattern， BER?10-12圖8　輸出脈沖序列的Q值和眼圖Fig.8　Output Q values of pulse sequence and eye pattern

5　結　論

本文根據全光網交換和高速光通信的時分復用技術對時延調節的需求，提出了平坦展寬頻譜的易于實現的全光纖∝型時延線。首先介紹了通過展寬頻譜的選擇獲得不同時延的工作原理，然后研究了時延線的工作性能。在適宜的脈沖峰值功率下，因HNLF中小量色散的存在，除SPM以外的非線性效應不會對∝型時延線性能產生嚴重的影響，利用光波分裂可使展寬頻譜平坦化。仿真實驗結果證明：40 Gbps脈沖序列仿真傳輸系統的Q值達23.6，時延線在保證輸出脈沖質量(BER?10-12)的情況下可以獲得較大的時延調節量，能滿足全光網和高速時分復用系統的需求。

后續工作將進一步分析初始啁啾、脈寬、脈沖形狀和調制碼型等對∞型時延線性能的影響和適用性，并研究解決方案。

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曹繼紅(1978-)，男，四川鄰水人，博士，講師，2003年于中科院長春光學精密機械與物理研究所獲得碩士學位，2007年于北京交通大學獲得博士學位，主要從事光通信和光傳感方面的研究。E-mail: cjhjohn@sina.com

(版權所有未經許可不得轉載)

∝-type tunable all-optical delay line on flat broadened spectrum

CAO Ji-hong*， CHEN Wei

(KeyLaboratoryofAllOpticalNetwork&AdvancedTelecommunicationNetwork，theMinisterofEducationofChina,BeijingJiaotongUniversity，Beijing100044，China)

According to the requirements of all optical networks and high speed optical time division multiplex systems for the time delay adjustment, a novel tunable ∝-type delay line is proposed based on the optical fiber nonlinear effect. The delay line is consist of some all-fiber-type devices, such as special optical fibers， optical fiber gratings， and optical fiber amplifiers. On the self-phase modulation, group-velocity dispersion effect and the light splitting effect, the delay line obtains the flat broadened spectrum with an approximate linear time delay and implements the time delay control with the help of a tunable optical fiber grating. Moreover, it converts the operation wavelength in a certain range under the control. The numerical evolution results of single picosecond pulse indicate that the delay has been up to 300 ps in the wavelength range of 10 nm， and the maximum outputQvalue up to 23.6 in one 40 Gbps at the simulation experiment system. These experiment results show that the all-optical delay line gets better time delay properties under maintaining a good pulse output(Bit Error Ratio (BER)?10-12) and satisfies the requirements of all optical networks and high speed optical time division multiplex systems.

all-optical delay line; tunable delay line; optical fiber nonlinear effect; flat broadened spectrum; dispersion; all-optical network; time division multiplexing

2016-03-02；

2016-05-04.

國家973重點基礎研究發展計劃資助項目(No.2010CB328206)

文章編s號1004-924X(2016)08-1827-07

TN929.11; TN915.05

A

10.3788/OPE.20162408.1827