磁耦合諧振式無線電能傳輸電動汽車充電系統研究

盧聞州，沈錦飛，方楚良

(江南大學 輕工過程先進控制教育部重點實驗室，江蘇 無錫 214122)

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磁耦合諧振式無線電能傳輸電動汽車充電系統研究

盧聞州，沈錦飛，方楚良

(江南大學 輕工過程先進控制教育部重點實驗室，江蘇 無錫 214122)

為研究電動汽車無線充電系統，解決電動汽車有線充電時的不安全、不便利問題，采用磁耦合諧振式無線電能傳輸技術，從改進傳輸線圈結構出發，在傳輸線圈外側增加導磁體，將磁通盡可能束縛在兩傳輸線圈之間，減小向外界的泄漏，縮短磁通在空氣中的磁路長度，從而有效增強無線電能傳輸系統的耦合程度，大大增加傳輸功率，提高低頻條件下的傳輸距離和效率。設計了具有頻率自動跟蹤控制的12 kW/ 70 kHz高效磁耦合諧振式電動汽車無線充電系統，并進行實驗研究，得到一系列傳輸線圈距離和負載阻抗、傳輸功率及傳輸效率之間關系的實驗數據。特別地，實驗結果表明在傳輸距離0.3 m、輸入功率12.6 kW時，諧振頻率為72.6 kHz，傳輸效率達到94.33%。

電動汽車充電；無線電能傳輸；傳輸線圈導磁結構；互感模型；磁耦合串聯諧振

0　引　言

隨著電動汽車和儲能技術的快速發展，電動汽車的充電問題逐漸成為研究熱點[1-4]。磁耦合諧振式無線電能傳輸(magnetically-coupled resonant wireless power transfer,MCR-WPT)技術因其具有不受導線束縛，能夠實現中等距離無線能量傳輸的優點，在電動汽車無線充電等領域具有很好的應用前景[5-7]。MCR-WPT系統傳輸方式得到了許多國家研究人員的持續關注，在傳輸能力、傳輸結構、新材料應用等方面開展了大量研究。傳輸能力主要體現在傳輸功率、傳輸距離和傳輸效率上，并與系統諧振頻率和磁耦合程度緊密相關[8]。對于諧振頻率的選擇，大多采用13.56 MHz，主要保證系統工作在工業、科研、醫療所允許的頻段[9-10]，雖然也有低于這個頻率的應用[11]，但總體來說目前仍處于比較高的頻段。對于傳輸功率，MCR-WPT目前實現的最大功率還處在幾百瓦等級。在麻省理工學院的研究中，采用10 MHz的頻率，傳輸功率60 W，傳輸距離2 m時傳輸效率40%，1 m內時傳輸效率90%[12]。目前檢索到的最大傳輸功率為220 W，采用3.7 MHz的頻率，傳輸距離為0.3 m，傳輸效率達到95%[13]；檢索到的最大傳輸距離為2.7 m，采用6.5 MHz的頻率，傳輸功率為25 W，傳輸效率達到30%[14]。為了提高系統的傳輸效率和傳輸功率，需要增強發射線圈和接收線圈的耦合程度。另外，采用銅導線表面覆蓋有鐵和鎳兩種磁性材料，形成“磁鍍導線”，能夠增強線圈的互感和自感，同時可減小臨近效應引起的損耗[15]；研究超材料建立均勻的電流分布，能夠增強兩線圈之間的耦合，提高傳輸效率[16]。并且應綜合考慮傳輸線圈的有功損耗和驅動電源損耗來提高總體效率[17-18]。目前對MCR-WPT系統主要還是針對小功率高頻系統的研究，由于其激勵頻率偏高，高頻電路損耗大，系統效率仍不高。

為了實現無線電能傳輸大功率、低頻、高效的目的，本文設計了12 kW /70 kHz MCR-WPT電動汽車無線充電系統。采用共振線圈增加導磁體結構，增強發射線圈和接收線圈的互感及耦合程度、降低傳輸頻率、提高傳輸功率和效率；逆變電源采用頻率跟蹤的控制方式，在MCR-WPT系統的傳輸距離、傳輸功率和負載發生變化的情況下，始終保持最佳諧振工作狀態。

1　導磁線圈結構及MCR互感模型

根據電動汽車電能傳輸線圈幾何形狀的要求，設計發射線圈和接收線圈為正方形平面線圈，背面加導磁體，如圖1所示。

圖1　MCR-WPT線圈結構Fig.1　MCR-WPT coil structure

增加導磁體的傳輸線圈等效磁路如圖2所示，與變壓器的磁路相似，但氣隙大大增加，兩線圈的耦合程度減小。

圖2　MCR-WPT線圈等效磁路Fig.2　Equivalent magnetic circuit of MCR-WPT coil

根據互感和自感定義，有

(1)

式中：N1和N2分別是發射線圈和接收線圈的匝數；磁通Φ11由發射線圈電流i1產生，其中一部分Φ21與接收線圈鉸鏈，另一部分漏磁通Φ1σ與發射線圈本身鉸鏈；同樣Φ22由接收線圈電流i2產生，其中一部分Φ12與發射線圈鉸鏈，另一部分漏磁通Φ2σ與接收線圈本身鉸鏈。自感包括了漏感和勵磁電感，而互感M21=M12=M，如果兩線圈匝數相等N1=N2，則有

(2)

增加導磁體后的傳輸線圈其自感和互感是線圈電流的非線性函數，并與兩線圈的耦合程度有關。

將傳輸線圈兩個繞組各自串聯補償電容，組成磁耦合串聯諧振式無線電能傳輸系統，其互感模型如圖3所示。圖3中C1是發射端諧振補償電容，R1是發射回路等效電阻，C2是接收端的諧振補償電容，R2是接收端等效電阻，RL是負載電阻，u1是發射端輸入電壓，u2是接收端輸出電壓，L1、L2分別是發射線圈和接收線圈自感，M是互感。

圖3　MCR-WPT互感模型Fig.3　MCR-WPT mutual inductance model

對圖3電路列網孔方程，有

(3)

當傳輸系統諧振時，有

(4)

此時，等效互感模型如圖4所示，式(3)簡化為

(5)

圖4　MCR-WPT諧振時的互感模型Fig.4　MCR-WPT mutual inductance model at resonant state

由此，可得輸入回路等效電阻為

Zi=R1+Zf。

(6)

其中Zf≈ω2M2/(R2+RL)為反射電阻。電流傳輸比為

(7)

電壓傳輸比為

(8)

傳輸效率為

(9)

電動轎式汽車按0.18 kWh/km的耗電量計算，充完一次電行駛300 km，需要54 kWh的電能，按6個小時充電，需要充電電源平均功率為9 kW。當設計的無線充電電源傳輸功率為12 kW，MCR-WPT系統發射端輸入電壓u1為450 V時，輸入電流要求達到26.7 A ，對應的輸入阻抗16.8 Ω。在理想的諧振條件下，當R1?Zi，R2?RL，且R1=R2時，Zi≈ω2M2/RL=16.8 Ω，按式(9)最大傳輸效率要求，RL≈ωM=16.8 Ω，在傳輸系統諧振頻率70 kHz時，互感約為M=38 μH。

理想條件下，若空氣中兩平行共軸正方形線圈的幾何參數和匝數相同，則互感[19]可計算如下：

(10)

根據電動汽車電能傳輸線圈幾何尺寸的要求，設計發射線圈和接收線圈為正方形平面線圈，匝數為10匝，平均邊長0.68 m，傳輸距離 0.3 m時，依據式(10)計算得兩線圈互感為25.7 μH，和設計要求的互感38 μH還有很大差距。雖然通過增加線圈匝數可增加互感，但一方面受到幾何面積的限制，容納不下增加的線圈匝數，另一方面大功率下線圈磁通向外擴散造成電磁輻射的增加。為了解決這些問題，在低頻大功率MCR-WPT發射線圈和接收線圈的結構設計中，在兩個線圈的背面增加導磁體結構，以減小磁通的擴散，把磁通束縛到兩線圈之間，從而在相同線圈幾何尺寸的情況下，能夠增加互感，提高系統傳輸效率。

2　MCR-WPT電動汽車充電系統設計

MCR-WPT電動汽車充電系統如圖5所示。交流輸入電壓Ui經二極管整流變換成直流電壓Ud1，直流斬波電路根據輸出負載功率要求，控制全橋逆變器輸入端直流電壓Ud1，經全橋逆變電路變換成高頻方波電壓輸送給電磁耦合無線電能傳輸發射端，諧振補償電容C1和發射線圈電感L1形成發射端諧振回路，通過電磁耦合，在接收端回路諧振補償電容C2和接收線圈L2形成電磁共振，接收端的電能經輸出整流變換成直流電壓，提供儲能裝置充電?？刂撇糠址譃橹绷麟妷嚎刂坪湍孀兛刂苾刹糠?。直流電壓控制采用脈寬調制技術，逆變器頻率跟蹤采用鎖相環電壓電流相位控制技術，當發射端和接受端諧振回路參數變化時，及時改變逆變頻率，保持逆變器輸出電壓和電流的相位穩定在逆變電路允許的最小相位角，功率因數最大?？刂齐娐酚蓴夭寗与娐贰⒛孀冸娏鳈z測電路、頻率跟蹤和控制電路等組成。

圖5　MCR-WPT電動汽車充電系統Fig.5　MCR-WPT EV Charging system

MCR-WPT電動汽車無線充電系統主電路如圖6所示，三相工頻交流電壓Ua、Ub、Uc經D1-6組成的三相全橋二極管整流電路、電容Cd1濾波變換成直流電壓Ud1，經VT0、VDZ、L0、Cd2組成的直流斬波電路，實現逆變器輸入直流電壓Ud2的調節，由IGBT開關管VT1～VT4組成的單相橋式逆變電路將Ud2逆變為交流方波電壓，C1、L1組成發射端串聯諧振回路，將電能通過磁耦合諧振方式傳輸。C2、L2組成接收端串聯諧振回路，通過磁耦合諧振方式接收電能，輸出的交流電壓經高頻二極管Dr1-4組成的單相橋式整流電路變換成直流電壓Uo提供給儲能裝置等效負載RL。Cd3是輸出濾波電容，i1和i2分別是發射回路和接收回路的電流。

圖6　MCR-WPT電動汽車無線充電系統主電路Fig.6　Main circuit topology of the MCR-WPT EV wireless charging system

MCR-WPT電動汽車無線充電系統等效電路如圖7所示。圖7(a)是發射端逆變等效電路，圖7(b)是接收端等效電路，當輸出濾波電容Cd3很大時，儲能裝置等效負載RL和Cd3并聯電路用恒壓源Uo等效。圖7(c)是電路工作波形，其中VG14和VG23分別是開關管VT1、VT4及VT2、VT3的驅動波形。

為了保證逆變電路的安全工作，要求逆變器輸出電流i1滯后電壓u1一個相位角，采用鎖相環頻率跟蹤控制使這個相位角達到最小，同時又能使傳輸系統工作在最佳諧振狀態。下面對傳輸系統主電路的工作過程進行分析。

t1-t2：t1時刻，頻率跟蹤電路檢測到電流過零信號前，由鎖相環電路超前發出VT1、VT4驅動信號，由于諧振電流i1滯后電壓u1，電流為負，VD1、VD4先導通。(如果電流超前電壓，電流為正，VD2、VD3導通，VT1、VT4驅動導通時，當VD2、VD3的反向恢復時間大于VT1、VT4的開通時間，出現橋臂短路)。接收回路耦合電壓ωMi1激勵接收回路諧振，諧振電流i2從零開始上升，u2是方波，幅值大于Uo，Dr1和Dr4導通，向恒壓源Uo(包括負載RL)充電。

t2-t3：t2時刻，發射回路諧振電流i1為正，VT1、VT4導通，VD1、VD4關斷。接收回路耦合電壓ωMi1激勵接收回路繼續諧振，Dr1和Dr4繼續導通，向恒壓源Uo充電。

圖7　MCR-WPT系統等效電路和工作波形Fig.7　Equivalent circuits and waveforms of the MCR-WPT system

t3-t4：t3時刻，發射回路VT1、VT4關斷，進入死區時段，諧振電流i1通過VT1、VT2的結電容繼續諧振。

t4-t5：t4時刻，發射回路VT2、VT3驅動，諧振電流i1為正，VD2、VD3先導通。接收回路耦合電壓ωMi1激勵接收回路諧振，諧振電流i2從零開始向負方向諧振，Dr2和Dr3導通，向恒壓源Uo充電。

t5-t6：t5時刻，發射回路諧振電流i1為負，VT2、VT3導通，Dr2和Dr3導通。

t6-t7：t6時刻，VT2、VT3關斷，進入死區時段。一個周期結束。

3　MCR-WPT電動汽車充電系統實驗

所設計的MCR-WPT電動汽車無線充電系統實驗裝置如圖8所示。實驗系統主要技術參數如下：逆變電源設計功率12 kW，設計頻率50-90 kHz頻率自動跟蹤控制，逆變器功率管采用IGBT，輸出高頻整流管采用高速二極管。發射線圈和接收線圈為正方形平面線圈，平均邊長0.68 m，線圈導線截面積7.854 mm2，發射線圈和接收線圈均為10 匝。線圈背面導磁體平面平均邊長1 m，由900片長65 mm、寬17 mm、厚5 mm導磁片拼接而成，導磁體材料為鐵氧體。導磁體和線圈的放置如圖1所示。兩個諧振回路補償電容由6個3 000 V/30 nF 高頻薄膜電容(2并3串)組成，C1=C2=20 nF，負載用15個1 kW的電燈模擬。

圖8　12 kW MCR-WPT電動汽車無線充電系統實驗裝置Fig.8　Experimental device of the 12 kW MCR-WPT EV wireless charging system

在輸入電流Id2保持30 A基本不變，兩線圈的距離從0.3 m增大到0.6 m時測得實驗數據如表1所示，其中輸入參數的測量位置放在逆變器的輸入端，測量輸入直流電壓Ud2和直流電流Id2，輸出參數的測量位置放在負載RL端，測量負載直流電壓Uo和直流電流Io。Ud2、Id2和發射端輸入電壓電流u1、i1相比，其平均功率相差一個逆變器損耗功率，同樣Uo、Io和接收端輸出電壓電流u2、i2相比其平均功率相差一個整流器損耗功率，因此在計算中用Ud2、Id2和Uo、Io的測量值分別代替u1、i1和u2、i2進行計算。

表1　第一組實驗數據

表1中，輸入功率Pi=Ud2Id2，輸出功率Po=UoIo，輸入阻抗Zi=Ud2/Id2，Io/Id2為電流傳輸比，Uo/Ud2為電壓傳輸比。將實驗得到的電流傳輸比Io/Id2、頻率f和負載RL代入式(5)計算得互感M。計算中，接收線圈回路的內阻R2由實驗估算為0.2 Ω(考慮高頻集膚效應)，發射線圈回路除了考慮線圈內阻0.2 Ω外，還有逆變電源輸出電壓和電流的相位關系產生的阻抗約0.9 Ω。

MCR-WPT實驗系統傳輸效率、電壓傳輸比、電流傳輸比、互感隨兩線圈距離變化曲線如圖9所示。第一組實驗數據說明，在保持輸入電流30 A基本不變的條件下，隨著傳輸距離的增加，兩線圈耦合程度減小。由式(1)和式(2)可知，接收線圈電流i2減小，磁通Φ22減小，Φ12減小，漏磁通Φ2σ增加，同時Φ21跟隨減小，最終達到一個平衡。Φ12和Φ21減小比接收線圈電流i2減小要快，達到式(2)的平衡關系，所以互感出現非線性下降的現象；磁通Φ22由于漏磁通Φ2σ的增加而減小比i2減小要緩慢，所以自感出現非線性增加。由于互感的非線性減小，傳輸效率減小，電流傳輸比減小，而電壓傳輸比增加。由于自感的非線性增加，導致諧振頻率呈下降趨勢。在距離為0.3 m時，電流傳輸比94.3 %，接近1，互感M為30.7 μH，和理想條件下的38 μH差距最小，傳輸效率達到94.33%，其中還包括了逆變電源效率和輸出整流器效率，實際的傳輸效率還要更高。

圖9　MCR-WPT參數隨兩線圈距離變化曲線Fig.9　The changing curves between MCR-WPT parameters and two coil distance

圖10是兩線圈距離0.4 m、輸入功率10.9 kW時，發射端輸入電壓、電流和接收端輸出電壓、電流的波形，此時諧振頻率為71.86 kHz。從圖10中可以看到，根據逆變器安全工作的原理，發射端輸入電流i1需要滯后電壓u1一個相位角，對發射回路來說，等效負載為感性；接收端輸出電流i2超前電壓u2一個相位角，對接收回路來說，等效負載為容性，兩個回路的負載特性為對偶關系。

圖10　輸入功率10.9 kW時輸入輸出電壓電流波形Fig.10　Waveforms of input/output voltage/current with 10.9 kW input power

保持兩線圈距離為0.4 m不變，輸入功率從3.1 kW升高到10.86 kW，輸出功率從2.49 kW增大到9.4 kW的實驗數據如表2所示。

表2中前五列實驗數據得到的傳輸效率、電壓傳輸比、電流傳輸比、互感隨RL的變化曲線如圖11所示。從表2的前五列實驗數據可以看出，在保持輸入電流22.5 A基本不變的條件下，隨著RL的增加，接收線圈電流減小，傳輸效率有波動但變化不大，電壓傳輸比增加，電流傳輸比減小，但互感M隨RL增加而增加。

表2　第二組實驗數據

圖11　兩線圈距離0.4 m時MCR-WPT參數隨RL的變化曲線Fig.11　　　Changing curves between MCR-WPT parameters and RL with two coils distance being 0.4 m

對上述實驗結果進行分析可得，如果傳輸線圈沒有加導磁體，且傳輸線圈距離和幾何結構不變的情況下，互感M為常數，由式(7)和式(8)得電流傳輸比隨RL應該為近似線性反比例變化，電壓傳輸比隨RL為近似線性正比例變化。具有導磁體的傳輸線圈磁路是由導磁材料和空氣組合的磁路，其關系比較復雜，在兩線圈距離不變，線圈幾何結構不變的情況下，當RL增加時，由式(1)和式(2)接收線圈電流i2減小，磁通Φ22減小，Φ12減小，迫使Φ21升高而阻礙Φ12減小，最終達到一個平衡，磁通Φ22和Φ12減小比接收線圈電流i2減小要緩慢，達到式(2)的平衡關系，所以互感和自感出現非線性增加的現象。由于自感和互感的非線性增加，諧振頻率有所下降，電壓傳輸比隨RL呈非線性正比變化，電流傳輸比隨RL非線性反比變化。

表2中后兩列實驗數據中，輸入電流Id2保持30 A不變，負載電阻RL增加，傳輸效率、電壓傳輸比、電流傳輸比、互感隨RL的變化趨勢和前五列實驗數據相同，傳輸功率增加，最大效率達到88.69%。

將諧振補償電容改為80 nF(3 000 V/40 nF薄膜電容4并2串)后，諧振頻率降低，當發射線圈和接收線圈的距離為0.3 m時，輸入功率10.98 kW，諧振頻率35.9 kHz，效率93%；距離為0.35 m時，輸入功率8.34 kW，諧振頻率34.7 kHz，效率還可達到88.7 %，輸入輸出電壓電流波形如圖12所示。

圖12　諧振頻率34.67 kHz時輸入輸出電壓電流波形Fig.12　Waveforms of input/ output voltage/current with 34.67 kHz resonant frequency

4　結　論

設計了12 kW MCR-WPT電動汽車無線充電系統，實驗結果驗證了在磁耦合諧振式電能傳輸系統傳輸線圈加導磁體情況下，能有效地提高兩線圈的互感和耦合程度，減小磁通向外擴散。結合逆變電源鎖相頻率跟蹤方法，當傳輸系統的參數變化時，逆變電源輸出頻率和相位跟隨發射回路頻率和相位變化，使電能傳輸系統始終工作在最佳諧振狀態，從而很大程度上提高了MCR-WPT電動汽車無線充電的功率和傳輸效率，降低了系統的傳輸頻率。

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(編輯：張楠)

Study of magnetically-coupled resonant wireless power transfer electric car charging system

LU Wen-zhou，SHEN Jin-fei，FANG Chu-liang

(Key Laboratory of Advanced Process Control for Light Industry (Ministry of Education),Jiangnan University,Wuxi 214122,China)

In order to study the wireless charging system for electric vehicles (EV) and to solve the unsafety and inconvenience for EV wired charging system,magnetically-coupled resonant wireless power transfer(MCR-WPT)technique was used.Structure of transmission coils was improved through adding magnetizer outside each coil,which could constrain magnetic flux inside these two coils,reduce the leakage magnetic flux,and thus shorten the length of the magnetic circuit in the air.Therefore,the coupling degree of the transmission system was improved.Effectively,the transmission power is greatly increased and the transmission distance and efficiency are increased as well under low frequency condition.Moreover,a 12 kW/ 70 kHz high-efficiency MCR-WPT EV charging system with automatic frequency tracking control was designed.A series of experimental data were acquired on the relationship between transmission coil distance and the load impedance/ transmission power/ transmission efficiency.Especially,experimental results show that the resonant frequency is 72.6 kHz and the transmission efficiency is 94.33% which are achieved with distance being 0.3 m and input power being 12.6 kW.

electric car charging; wireless power transfer; transmission coil magnetic structure; mutual inductance model; magnetically-coupled series resonance

2014-06-16

國家自然科學基金(51407084)；江蘇省科技支撐計劃項目(BE2013025)

盧聞州(1983—)，男，博士，副教授，研究方向為無線電能傳輸技術、電力電子變流控制技術；

沈錦飛(1955—)，男，教授，碩士生導師，研究方向為電力電子應用技術、無線電能傳輸技術；

沈錦飛

10.15938/j.emc.2016.09.007

TM 724

A

1007-449X(2016)09-0046-08

方楚良(1989—)，男，碩生研究生，研究方向為無線電能傳輸技術。