基于相位校正的高重頻脈沖多普勒雷達自衛干擾技術研究*

楊祎綪　鄭繼剛　安　濤

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所　揚州　225001)

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基于相位校正的高重頻脈沖多普勒雷達自衛干擾技術研究*

楊祎綪鄭繼剛安濤

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所揚州225001)

論文提出了一種基于相位校正的高重頻脈沖多普勒雷達自衛干擾技術,在循環復制干擾基礎上增加了相位校正功能來消除相位突變,得到高質量相參的干擾信號。闡述了基于相位校正的循環復制干擾原理和設計,并對其進行了硬件實現和性能測試,對無相位校正和有相位校正兩種情況下產生的干擾信號進行了比對和分析。

高重頻率; 循環復制; 相位校正; 相位突變

Class NumberTN95

1　引言

脈沖多普勒雷達是在動目標顯示雷達的基礎上發展而來,利用雷達與目標之間的相對運動產生的多普勒頻率偏移在頻域上濾出目標的多普勒頻率譜線,使雷達在強雜波中分離和檢測出目標信號,具有較高的距離分辨率和速度分辨率,同時可以有效地抑制雜波干擾[1]。

按照脈沖重復頻率的大小,脈沖多普勒雷達的工作方式分為高PRF(30kHz～300kHz)、中PRF(10kHz～30kHz)和低PRF(小于10kHz)三種。高PRF的脈沖多普勒雷達采用足夠高的PRF使所觀測的目標沒有速度模糊,但是其距離是模糊的。低PRF的脈沖多普勒雷達由于PRF低,使目標在距離上不模糊,但對速度較大的目標在運動速度上是模糊的。而中PRF的脈沖多普勒雷達介于兩者之間,既有距離模糊又有速度模糊[2]。高PRF對下視情況下的迎頭目標具有較優越的性能,低PRF在上視情況中性能良好,中PRF則可以在低空下視情況下對追尾目標提供滿意的探測性能,因此,在實際的雷達設計中經常采用高、中PRF配合使用,并在上視時采用低PRF的方法[3]。

對高PRF脈沖多普勒雷達的干擾一直是電子戰領域研究的熱點,這種雷達的脈沖寬度在百ns量級,為了對其實施有效的自衛式干擾,干擾設備必須在很小的延時內發射干擾信號,并且干擾時間越長,干擾越有效[4]。全脈寬復制在接收完完整的脈沖信號后發射干擾信號,其優點是干擾信號的相參性好,干信比高,但是這種方式下模擬的目標回波與真實目標距離間隔大,不能起到自衛的作用。循環復制干擾技術只需接收雷達始段一小段信號后即可進行轉發式欺騙干擾,不僅可以快速跟上目標回波,而且通過控制循環復制次數可以增加干擾時間。但是,循環復制后得到的干擾信號由于存在相位突變,造成了其頻譜被展寬,干信比降低,并且失去了與雷達信號的相參性,最終影響干擾效果[5]。本文研究的技術解決了相位突變的問題,得到高質量的干擾信號。

2　基于相位校正的循環復制干擾原理

循環復制干擾的讀寫示意圖如圖1所示。干擾設備對接收到的雷達信號進行檢波,以檢波脈沖的上升沿作為存儲雷達信號的開始標志,在存儲完指定長度的數據之后,就可以控制讀信號邏輯開始循環讀取存儲器內存儲的數據[6]。不做相位校正時,每次讀出的數據會直接送入DAC進行數字信號到模擬信號的轉換。由于雷達信號的精確頻率未知,截取信號的初始相位和終止相位不一定連續,這就造成了在每次重新讀取該段數據時信號的相位會發生突變,使干擾信號與雷達信號不相參,并且在頻率上發生偏移,頻譜上展寬。而脈沖多普勒雷達是一種全相參體制的雷達,并且在接收信號時通過多普勒濾波器組濾除雜波信號得到信噪比高的目標回波信號,因此傳統的循環復制干擾樣式的干擾效果受這種相位突變的影響變得十分有限,對復制的信號進行相位校正從而消除相位突變就變得十分重要。

圖1　循環復制干擾讀寫示意圖

數字射頻存儲(DRFM)的量化方式主要包括幅度量化和相位量化[7]。幅度量化方式將模擬信號的幅度量化成離散的幅度電平進行存儲和調制,這種方式得到的干擾信號信噪比高,但需要對存儲的信號進行相位調制時就比較復雜;相位量化將模擬信號的相位量化成相位數據,進行存儲和調制,這種方式可以方便地對干擾信號進行相位調制,但其輸出的信噪比較低,實際應用中無法滿足高質量信號重構的要求。為了得到高信噪比的干擾信號,基于相位校正的循環復制干擾在幅度量化的基礎上加入幅相轉換,將幅度數據轉換成相位數據之后再進行相位校正。這種方式不僅簡化了對幅度數據進行相位調制,還能得到高信噪比的干擾信號[8]。

對幅度數據進行幅相轉換一般有兩種方式,實時運算法和查表法。實時運算法采用cordic算法對幅度數據進行計算得到相位數據,其優點是使用的存儲空間小,缺點是延時大;查表的方式依據幅度相位轉換關系設計幅相轉換表,轉換時以幅度數據作為索引查表得到相應的相位數據[9]。對高PRF脈沖多普勒雷達進行自衛式干擾時,延時越小干擾效果越好,因此這里采用查表的方式進行幅相轉換。設ADC的采樣周期為Ts,量化位數為b,且輸入信號經過預處理后,其幅度A與ADC最大輸入電平相匹配。輸出的I(n)、Q(n)兩路正交數據為速率l/Ts,2b位的二進制數據流,經過幅相轉換器轉換后合成一路相位數據φ(n)存入存儲單元中。b=1時,幅相轉換表的輸入輸出關系如表1所示[10]。

表1　1bit幅相轉換表

當b≥2時,輸入輸出的關系用式(1)表示為

(1)

式中Δ為相位分辨率,Δ=2π/2B,B為相位量化位數。當ADC的量化位數b確定之后,幅相量化表輸入部分的編碼數也相應確定為2b。若B太小,會降低相位量化精度;若B太大(B>2b),則多余的輸出項會占用存儲器的存儲容量,一般情況下選取B≤2b,形成編碼邏輯表。

相幅轉換同幅相轉換一樣,也是通過查表的方式實現,輸入輸出的關系用式(2)表示:

(2)

式中,A為幅度值,φ為相位值,b為幅度度量化位數。轉換時,輸入數據必須為正數,因此為了避免送入其中的幅度值出現負數,式中對所有相位的sin值加上1,使整體幅度值上移,這樣得到的幅度值區間就是[0,1]。

幅度數據轉換成相位數據之后,要進行相位校正還需要知道每次讀取的信號最后一個相位和下一段信號第一個相位之間的關系,具體方法如下:

從圖1中可以看出雷達信號脈沖寬度為τ,循環復制截取的雷達信號始段信號為D,寬度為τs。假設信號D的初始相位為φ,終止相位為φ,Δφ為終止相位和初始相位之差,即Δφ=φ-φ。進行示樣脈沖讀取時,第n次讀取的信號為Dn,校正前Dn的初始相位和終止相位與D一樣,校正后為φ(n)和φ(n)。

第一次讀取時,信號D1作為輸出脈沖信號的始段,不需要進行相位校正,因此D1的初始相位φ(1)和終止相位φ(1)即為φ和φ。

第二次讀取時,為了使兩段信號連接處的相位連續,需要將D2原本的初始相位φ修改為D1的終止相位φ,因此,D2所有的相位增加偏移量Δφ。此時,D2的初始相位φ(2)=φ+Δφ,終止相位φ(2)=φ+Δφ。

第三次讀取時,D3的初始相位應與D2的終止相位一樣,此時D2的終止相位為φ+Δφ,即φ+2×Δφ,所以D3增加的相位偏移量為2×Δφ,修正后D3的初始相位φ(3)=φ+2×Δφ,終止相位φ(3)=φ+2×Δφ。

以次類推,可以得出第n段信號Dn的初始相位φ(n)表示為式(3):

φ(n)=φ+(n-1)×Δφ

(3)

終止相位表示為式(4):

φ(n)=φ+(n-1)×Δφ

(4)

由此得出每次復制的信號相位與第一段讀取信號相位之間的關系,在校正時依據公式計算就能實現邊讀取邊校正,最終得到相位連續的干擾信號。

3　高PRF脈沖多普勒雷達干擾系統設計

高PRF脈沖多普勒雷達干擾系統的硬件主要由高速信號處理器(DSP)、大規模FPGA、高速ADC和高速DAC等組成。DSP用來接收外部的干擾控制信號并解析干擾參數;FPGA完成對ADC送來的一路數字信號的正交變換、幅相轉換、信號讀寫和相幅轉換,根據DSP送來的干擾參數對存儲的信號進行調制,得到最終的數字干擾信號;DAC完成數字信號至模擬信號的轉換。

如圖2所示,高PRF脈沖多普勒雷達自衛干擾系統主要包括模數轉換模塊、正交變換模塊、幅相轉換模塊、信號存儲模塊、信號讀寫控制模塊、相位校正模塊、相幅轉換模塊、數模轉換模塊。各模塊的功能如下:

圖2　高PRF脈沖多普勒雷達自衛干擾系統框圖

1) 模數轉換模塊負責將中頻模擬信號轉換為數字信號。

2) 正交變換模塊采用希爾波特算法對模數轉換模塊送來的一路幅度數據進行變換,最終得到兩路正交幅度數據。

3) 幅相轉換模塊采用查表的方式將幅度數據轉換為相位數據。

4) 信號讀寫控制模塊和信號存儲模塊完成雷達信號的讀寫。信號讀寫控制模塊控制信號讀寫邏輯將雷達信號存入信號存儲模塊,并在指定的延時之后重復從信號存儲模塊中讀出存儲的數據。

5) 相位校正模塊完成對每次重復讀取雷達信號的相位校正。

6) 幅相轉換模塊采用查表的方式將相位數據再轉換為幅度數據。

7) 數模轉換模塊將最終得到的數字干擾信號轉換為模擬信號輸出。

4　性能測試

實際測試中,1GHz,8位量化位數的系統在50MHz～450MHz內輸出的干擾信號雜散抑制大于-45dBc。對雷達的截取信號寬度選擇200ns,循環復制次數選擇20次,分別在信號為179MHz和279MHz時進行無相位校正循環復制干擾和基于相位校正的循環復制干擾測試,通過實時頻譜儀和頻譜儀分別對輸出信號進行觀測,得出的結果如圖3～圖6所示。圖3、4通過實時頻譜儀顯示了輸出信號的實時相位和瞬時頻率,圖(a)是實時相位圖,圖(b)是瞬時頻率圖。從圖(a)可以看出沒有相位校正時,輸出信號在每次復制的起始位置都存在相位突變,此時從圖(b)可以看出相位發生突變的同時瞬時頻率也發生了變化。而有相位校正時,輸出信號的相位在整個信號發射過程中都是連續的,信號的瞬時頻率一直保持不變。

圖3　179MHz信號無相位校正和有相位校正輸出信號實時相位和瞬時頻率圖

圖4　279MHz信號無相位校正和有相位校正輸出信號實時相位和瞬時頻率圖

圖5　179MHz時無相位校正和有相位校正干擾信號頻譜

圖6　279MHz時無相位校正和有相位校正干擾信號頻譜

圖5和圖6顯示了輸出信號接非實時頻譜儀的結果。從圖中看出,無相位校正時,相位突變使得輸出信號的頻率較輸入信號發生了偏移,還產生了除了主信號之外的雜波信號,而增加相位校正功能之后輸出信號的頻率與輸入信號頻率一致,頻譜純凈度也大大提高。

5　結語

本文介紹了一種循環復制干擾技術,通過增加相位校正功能來解決產生的干擾信號相位不連續的問題。經實際測試,增加相位校正功能后的循環復制樣式輸出的干擾信號與無相位校正時相比信噪比更好,頻率更準確,頻譜純凈度也更高。但是本文采用的相位校正技術只能針對點頻信號,對于脈沖壓縮雷達的線性調頻信號,信號的相位變化規律更為復雜,因此,如何對線性調頻信號的循環復制干擾進行相位校正是后續研究的重要方向。

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Jamming Technology of High-PRF Pulse Doppler Radar Based on Phase Calibration

YANG YiqianZHENG JigangAN Tao

(723 Research Institute, CSIC, Yangzhou225001)

This research suggests a jamming technology to high-PRF pulse doppler radar based on phase calibration, which adds phase calibration to circular-replication in order to clear up phase sudden change and get high-quality coherent jamming signal. The paper elaborates the principle and design of circular-replication base on phase calibration, and implements the hardware ,tests its performance. Besides, it also compares the jamming signal generated by with phase calibration and without phase calibration.

high-PRF, circular-replication, phase calibration, phase sudden change

2016年4月1日,

2016年5月23日

楊祎綪,女,碩士,研究方向:雷達有源干擾。

TN95

10.3969/j.issn.1672-9730.2016.10.018