能量回饋型超聲波電動機驅動與能量采集電路設計

徐文潭，楊斌強，王光慶

(浙江工商大學，杭州 310018)

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能量回饋型超聲波電動機驅動與能量采集電路設計

徐文潭，楊斌強，王光慶

(浙江工商大學，杭州 310018)

針對能量回饋型超聲波電機既具有精密驅動功能，又具有振動能量采集功能的要求，設計了基于TMS320LF2407的能量回饋型超聲波電機驅動與能量采集電路，分析了電路的各個組成模塊，并對電路硬件進行了設計與仿真；研制了電路硬件系統，搭建了電路測試平臺，對電路進行了測試分析。研究結果表明：設計的驅動電路能夠滿足超聲波電機的驅動要求，能量采集電路具有較好的采集回收功能，為在能量供應不足的場合實現超聲波電機的持續應用提供了一種可行的解決方案。

能量回饋型超聲波電機；驅動電路；采集電路；仿真與設計

0 引 言

超聲波電機的運行機理建立在壓電材料的逆壓電效應基礎之上，其驅動方式與傳統電機不同。行波型超聲波電機的驅動電路需要產生兩路相位差為90°的交變電壓，激勵壓電定子彎曲產生行波，并使定子表面質點以橢圓運動軌跡運動，驅動與之接觸的轉子作旋轉運動[1-3]。但是定子的極化區域中存在未被極化的部分，如圖1(a)陰影部分，這些陶瓷不僅不參與能量的轉換。在電機定子高頻振動過程中還存在著能量的損耗。

本文提出了一種能量回饋型超聲波電機，其壓電陶瓷極化分區如圖1(b)所示，利用正壓電效應可以采集壓電定子高頻振動過程中產生的機械振動能，并將其轉換為電能回收利用。相對于常規的超聲波電機驅動電路，能量回饋型超聲波電機驅動具有以下特點：1) 滿足能量回饋型超聲波電機驅動要求的同時，也能夠驅動常規的超聲波電機；2)加入能量采集功能，提高了能源的利用效率。由此可見，能量回饋型超聲波電機驅動電路在常規超聲波電機驅動電路的基礎上加入了能量采集功能，能量利用效率更高，適用范圍也更加廣泛。

(a)典型極化分區模式(b)回饋型極化分區模式

圖1 定子極化區域

本文根據能量回饋型超聲波電機的功能要求，設計了一套集驅動與振動能量采集于一體的電機驅動電路，并對電路各個模塊進行了設計、分析與仿真，最后通過實驗驗證本文設計的驅動電路達到了設計要求。

1 驅動電路設計

驅動能量回饋型超聲波電機需要輸出兩路高頻電壓信號，具有特定的頻率、幅值和相位差。為了減小驅動電路模塊的體積，選用TI公司的TMS320LF2407A DSP芯片生成驅動超聲波電機的4路PWM波形。電路總體結構如圖2所示。

圖2 基于DSP的超聲波電機驅動電路框圖

1.1 PWM生成

TMS320LF2407A芯片中有兩個事件管理器模塊(EVA、EVB)，可以生成3對6路PWM波形[4-5]。本電路只用到其中2對4路PWM波形，在初始化兩個事件管理器生成2對4路PWM波時，分別在每個事件管理器中加入一定的延時，調節延時的大小可以改變2對PWM波的相位差；另外若改變波形的占空比以及頻率，改變對于控制寄存器的賦值即可實現[6-7]。圖3是用TMS320LF2407A生成的相位差90° 2對4路PWM波形。

圖3 生成的四路PWM波形(截圖)

1.2 死區控制

在逆變電路中需要使用功率放大管充當高頻開關，將信號發生部分產生的單級性信號變換為雙極性功率方波信號，用以推動后面的高頻變壓器[8]。為了避免出現死區，直接控制光耦隔離模塊的輸入電壓來控制輸出MOS管的開關電壓，從而達到對死區的控制。

圖4中，曲線a，b分別是上拉電阻不同阻值所對應的光耦元件響應曲線，Va，Vb則是其所對應的能夠達到的最大電壓值，Von是開關功率管的導通電壓。由圖可知，當改變光耦元件的響應曲線的峰值時，開關功率管的導通時間也會相應的受到影響，從而縮短輸入信號所給定的導通時間，形成死區，確保逆變電路的上下橋不會同時打開或者關閉，保證電路穩定運行。

圖4 死區控制示意圖

1.3 推挽變換電路

超聲波電機的驅動需要兩路高頻高壓的電壓信號，因此需要將PWM生成模塊產生的小信號作放大變換[9]。圖5所示為本驅動電路所采用的推挽放大電路。MOSDR1和MOSDR2是兩個N型高速MOS驅動管MC34151P，對從光耦器件所輸入的信號進行放大，用以推動VQ1～VQ4四個功率場效應管，進而完成整個推挽變換功能。該電路中功率管選用IRF530N，其VDSS為100 V，ID為14 A，RDS(ON)小于0.16 Ω，均滿足電路設計要求。

圖5 放大推挽變換電路

在開關管導通截止的瞬間，由于變壓器漏感的存在，受其影響產生的瞬間尖峰電壓將直接加載到開關管上，影響電路的正常工作。為了防止上述情況的出現，需要在開關功率管處加上尖峰電流吸收電路[10]。尖峰吸收電路如圖6所示。

圖6 MOSFET單元電路

在開關功率管導通的瞬間，電容中所存儲的能量由電阻R經過功率管所形成的回路進行放電。吸收電路各元件的參數根據以下的原則進行選擇：

(1)

式中:Ic為漏極電流；tr，tf分別為MOS管上升、下降時間；Ton為開通時間；f為工作頻率；Ud為漏極電壓；Pr為電阻的功率。

1.4 變壓器設計和電感匹配

(1) 變壓器磁心的選擇

結合電路適用場合和輸出功率，選用EE型鐵氧體磁心。磁心的尺寸用幾何截面積S和窗口有效面積Q表示。對于EE型鐵氧體磁心，幾何面積S和窗口面積Q可分別由下式確定。

(2)

(3)

式中：Kc為磁心有效窗口利用率;j為導線中平均電流密度。I1和I2分別為原、副邊有效電流;U1和U2為原、副邊有效電壓為;N1和N2為原、副邊線圈匝數。則有：

(4)

式中：P2為變壓器輸出功率；η為變壓器轉換效率；Kc取0.1～0.5；電流密度j取(3～5)×106A/m2。

(2) 變壓器繞組的確定

由式(2)計算出變壓器原、副邊線圈匝數分別：

(5)

(6)

根據電流的有效值I來確定導線的適用線徑，導線截面積Sj由式(6)解出。此外，在選擇導線繞制變壓器時，要遵循線徑小于2倍導線穿透深度的原則[11-12]。

(3) 電感匹配

串聯電感匹配能有效地濾除方波中的諧波成份，抑制雜波的干擾。匹配電感L的取值可由下式初步得到：

(7)

式中:Cd，Rm和ωs均可通過阻抗分析儀測量得到。

本電路中所用的超聲波電機的電容值為5.6nF，因此計算得到串聯匹配電感的電感值為3.03mH，設計的變壓器參數為：變壓比1：10，原邊線徑5.1mm，副邊線徑3.1mm；原邊繞線7匝，副邊繞線70匝。

1.5 驅動電路測試

電路實測的輸出信號如下圖所示。圖11為不接電機時驅動電路輸出波形，為兩路經變壓器放大的方波。圖7為接上Ф60超聲波電機，完成電感匹配后運轉時所測電機A、B兩相輸出波形。圖8為電路實測搭建的測試平臺。

圖7 驅動電機的兩相波形(截圖)

圖8 驅動電路實物圖

2 能量采集電路

2.1 能量采集電路設計

根據超行波型超聲波電機的運行機理可知，其采集輸出電壓為交流電壓，應用場合少且不能直接利用，因此需將其轉化為直流電壓。Cuk電路依靠電容傳遞能量，是一種單象限工作的功率變換器[13-14]。本設計中采用圖9所示Cuk斬波電路作為能量采集電路的基礎模型，結合整流電路實現一定范圍可控的AC-DC轉換，使反饋端采集的能量得以利用。

圖9 Cuk斬波電路模型

能量采集電路如圖10 所示，由變壓電路、整流電路、能量傳遞電路組成。結構簡單且運行穩定，滿足本設計對能量采集電路的要求。電機運行時，定子中壓電材料表面為行波振動，其反饋電壓也是正弦交流電壓。經過采集電路的整流傳遞后，通過改變開關信號PWM的輸入占空比，實現負載R1兩端電壓的調節。

圖10 能量采集電路

2.2 采集電路仿真

對圖10所示能量采集電路進行仿真分析，仿真參數設置為：feedback端口為正弦采集輸出電壓輸入端，頻率為42kHz，電容C57，C58和C59分別為4.7μF，47μF和22μF，電感L5，L6 分別為0.47mH和0.2mH。開關管的開關頻率設定為10kHz。仿真分析結果如圖11及圖12所示。其中圖11中上半部分波形為正弦交流電壓經變壓輸出和整流后的電壓輸出波形。從圖11中可見，隨著輸入正弦電壓幅值變化，經單相橋式整流后輸出的直流電壓幅值亦跟隨變化。即超聲波電機由于參數和負載變化或者調壓控制造成反饋電壓變化后，整流輸出直流電壓波形也將跟隨變化。為了保證穩定的負載電壓，電路必須能夠控制圖11中下半部分所示的輸出波形，經調整電路中MOS管VQ6的開關信號(即PWM信號)的占空比，其輸出電壓可以控制在一固定值。圖中亦可以看出，在此參數設置下，電路輸出電壓進入穩態的時間在2ms以內，響應較快。圖12中上半部分波形為MOS管的漏源極電壓，其最大幅值控制在40V以內。圖中下半部分為二極管D5的端壓波形。可以看出，當電壓正偏時，端壓箝位在導通壓降值，而當電壓反偏時，反偏電壓幅值也控制在30V以內。因此可根據仿真結果選取使用的MOS管和快速二極管。

(a)輸入正弦電壓幅值6V,信號占空比0.4(b)輸入正弦電壓幅值6V,信號占空比0.5

(c) 輸入正弦電壓幅值6V，信號占空比0.6

(a)電壓幅值10V,信號占空比0.4(b)電壓幅值10V,信號占空比0.5

(c) 電壓幅值10 V，信號占空比0.6

2.3 能量采集電路測試

根據軟件仿真結果，選用IFR530N高速MOS管，IN4007二極管。硬件測試環境如圖13所示，能量采集模塊的負載串聯了LED發光二極管用于顯示電路的工作情況。超聲波電機運行激勵為峰-峰值164 V、頻率42 kHz的交流電壓，其采集開路(不接負載)時的輸出電壓如圖14所示，采集輸出電壓峰-峰值達到115 V。

能量采集端輸出電壓輸入Cuk電路，受整流二極管的飽和電壓的影響，變壓器輸入電壓波形出現削頂和削底現象，如圖15所示。實測電容C57兩端電壓為5.76 V，改變斬波信號的占空比來調節負載兩端的輸出電壓，其結果如下表所示，可見通過改變斬波信號的占空比來調節能量采集電路的輸出電壓。

圖13 能量采集硬件測試平臺

圖15 接入Cuk電路時的壓電波形

開關信號占空比負載R1兩端電壓0.63.27V0.53.01V0.42.91V

3 結 語

針對能量回饋型超聲波電機的功能要求，設計了基于DSP的電機驅動與能量采集電路，得到以下結論：

1) 基于TMS320LF2407A的驅動電路達到能量回饋型超聲波電機的驅動要求。

2) 能量采集電路滿足對反饋電壓進行采集利用的設計需求，具有較好的能量采集轉換效果。改變斬波信號的占空比，可以較好地控制改變能量采集輸出電壓。

3) 能量回饋型超聲波電機符合實際應用的要求，為超聲波電機在能量不足場合應用提供一種可行的解決方案。

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Driving and Energy Harvesting Circuits for an Energy Harvesting Type Ultrasonic Motor

XUWen-tan,YANGBin-qiang,WANGGuang-qing

(Zhejiang Gongshang University,Hangzhou 310018,China)

In order to match the demands of precision actuating and energy harvesting functions of the energy harvesting type ultrasonic motor, a driving circuit and an energy harvesting circuit were designed based on the TMS320LF2407 in this paper. The components of the whole circuit were introduced and designed, some simulations were carried out to analyze the circuit performance, and the experimental setup was established to test the whole circuit. The research results show that the driving circuit can math the driving demands of the ultrasonic motor. The energy harvesting circuit has a high efficiency to convert vibration energy into electric energy. The driving circuit is contributed to solve the energy shortage in the occasion of the ultrasonic motor applied.

energy harvesting type ultrasonic motor; driving circuit; energy harvesting circuit; simulation and design

2016-03-22

國家自然科學基金項目(51277165)；浙江省自然科學基金項目(LF15Y0001)

TM359.9

A

1004-7018(2016)08-0082-04

徐文潭(1993-)，男，碩士研究生，主要研究方向為超聲波電機驅動控制技術。