電動汽車一體化驅(qū)動系統(tǒng)三相3H橋逆變器的故障相短接容錯控制策略

孫鶴旭， 張厚升,2， 井延偉

(1.河北工業(yè)大學(xué) 控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130；2.山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，淄博 255049)

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電動汽車一體化驅(qū)動系統(tǒng)三相3H橋逆變器的故障相短接容錯控制策略

孫鶴旭1， 張厚升1,2， 井延偉1

(1.河北工業(yè)大學(xué) 控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130；2.山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，淄博 255049)

具有車載型充電器的電動汽車擁有相互獨立的電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)與電池充電裝置，針對兩套裝置并不同時工作，成本高、重量大、占據(jù)空間資源較大等問題，提出了一種電動汽車驅(qū)動與充電一體化的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在牽引模式下該一體化拓?fù)涞闹饕?qū)動模塊等效于一個三相3H橋逆變器。研究該逆變器的電壓空間矢量與消除共模電壓的控制策略，分析開繞組PMSM在不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，給出逆變器發(fā)生橋臂開關(guān)管開路或者短路故障時將故障相短接的重構(gòu)拓?fù)渑c容錯控制策略，在轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上，設(shè)計“重復(fù)控制+PI”的電流內(nèi)環(huán)控制方案，提出一種兩相SVPWM控制策略，分析三相2H橋逆變器電壓矢量狀態(tài)切換過程，提出一種改進(jìn)的七段式兩相SVPWM控制策略。仿真和實驗結(jié)果表明，如果三相3H橋逆變器發(fā)生短路故障，一體化系統(tǒng)通過逆變器的拓?fù)渲貥?gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)PMSM系統(tǒng)的良好運(yùn)行性能。

電動汽車；三相3H橋逆變器；三相2H橋；PMSM；SVPWM；短路故障

0 引 言

環(huán)境污染和能源問題日趨嚴(yán)重，使得電動汽車的研究和開發(fā)備受廣泛的關(guān)注[1-2]。研究電動汽車高效車載充電技術(shù)，開發(fā)新一代電驅(qū)動總成系統(tǒng)勢在必行。依據(jù)現(xiàn)有的研究成果，具有車載型充電器的電動汽車的驅(qū)動系統(tǒng)和電池充電裝置并不同時工作，電動汽車在行駛的時候充電裝置處于閑置狀態(tài)，反之，充電時驅(qū)動系統(tǒng)處于靜止?fàn)顟B(tài)，也就是說這兩套變換器并不同時工作，一套變換器給電池充電用，一套逆變器用于驅(qū)動電機(jī)，并且往往變換器中不乏大電容、大電感，這無疑會提高電動汽車的成本與重量，浪費汽車的有限空間資源。為此，在保證電動汽車的電池充電特性良好的基礎(chǔ)上，研究電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)與電池充電系統(tǒng)的一體化是具有非常重要的現(xiàn)實意義的。

目前，國外的一些研究人員已經(jīng)提出一些不同種類的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而且也對驅(qū)動系統(tǒng)與充電系統(tǒng)的一體化進(jìn)行了探索與研究[1]：美國 Gould 公司研制出了第一代交流推進(jìn)系統(tǒng)，主要應(yīng)用于電動客運(yùn)車；法國的SOFRACI 計劃也對一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制進(jìn)行了一些研究；意大利的都靈理工大學(xué)電氣工程系研究了電動摩托車的充電系統(tǒng)，并提出一種一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[3-14]都分別對電機(jī)驅(qū)動的電動汽車一體化混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了研究。目前國內(nèi)針對這一領(lǐng)域的研究尚處于起步狀態(tài)。

本文提出了一種電動汽車驅(qū)動與充電一體化系統(tǒng)，針對在牽引模式下的等效三相3H橋逆變器進(jìn)行了分析，著重研究了逆變器發(fā)生故障并使故障相短接時的重構(gòu)拓?fù)洌O(shè)計了基于“重復(fù)控制+PI”復(fù)合控制的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略，并提出了一種具有容錯功能的兩相空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制策略，在分析開關(guān)狀態(tài)變化的基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)的七段式SVPWM控制策略，并進(jìn)行了仿真與實驗驗證。

1 電動汽車驅(qū)動與充電一體化拓?fù)渑c控制

圖1為所提出的電動汽車驅(qū)動與充電一體化系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該系統(tǒng)由以下幾部分組成：一個兩相并聯(lián)交互式雙向DC/DC變換器，一個三相3H橋變換器，EMI濾波和保護(hù)電路，電池系統(tǒng)，開繞組并中心抽頭的永磁同步電機(jī)，永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的每相繞組分別與三相3H橋變換器的一個H橋臂相連。在牽引模式下，該一體化拓?fù)渲黧w等效于一個三相3H橋逆變器，如圖2所示，重點討論這種模式下橋臂開關(guān)管發(fā)生開路或者短路故障并使故障相短接時的容錯控制。

1.1 牽引模式

為了描述三相3H橋變換器各開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)，用sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2來描述三相3H橋逆變器中各橋臂的開關(guān)管工作狀態(tài)。“=1”表示該橋臂中上管導(dǎo)通下管關(guān)斷。“=0”表示該橋臂中上管關(guān)斷下管導(dǎo)通，PMSM的三相相電壓可以表示為

(1)

圖1 電動汽車驅(qū)動與充電一體化系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Integrated traction and charging topology for EV

圖2 一體化系統(tǒng)牽引模式下的三相3H橋逆變電路Fig.2 Three phase 3H bridge inverter in the traction mode

從三相3H橋逆變器的空間電壓矢量可以看出，在這3個正六邊形中，有且只有組合②對應(yīng)的電壓矢量中能使電機(jī)的三相電壓之和為零，即零序電壓滿足關(guān)系式：u0=ua+ub+uc=0。對于產(chǎn)生這些電壓空間矢量的開關(guān)組合，由于是兩個半橋逆變器的電壓空間矢量的疊加，合成的電壓空間矢量對于整個系統(tǒng)來說，是不會產(chǎn)生共模電壓的。如果采用組合①和③構(gòu)成的正六邊形進(jìn)行SVPWM調(diào)制，由于每一個電壓空間矢量都會帶來零序電壓，進(jìn)而導(dǎo)致每一相電機(jī)繞組中都會產(chǎn)生零序電流，所以三相電流將不會再對稱；而且這也會在同等力矩輸出條件下致使電流幅值額外增加。在參考文獻(xiàn)[15-18]中，作者對消除3H橋逆變器產(chǎn)生的零序電壓、零序電流分別進(jìn)行了相應(yīng)的研究與分析。

圖3 三相3H橋逆變器的電壓矢量Fig.3 Voltage vector of three phase 3H bridge inverter

1.2 三相3H橋逆變器—PMSM系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

在驅(qū)動與充電一體化系統(tǒng)中，由于將永磁電機(jī)中的定子繞組作為電池充電系統(tǒng)中的濾波電感使用，在牽引模式下，相當(dāng)于將永磁同步電機(jī)的繞組拆分成相互獨立的三相，且無中性點連接，在此稱之為開繞組中心抽頭的PMSM，在牽引模式下，中心抽頭對系統(tǒng)沒有影響，如圖4所示，只需研究其開繞組結(jié)構(gòu)即可。

圖4 PMSM的繞組等效模型Fig.4 Equivalent model of PMSM winding

PMSM是一個非線性的、強(qiáng)耦合系統(tǒng)，它的動態(tài)方程很難求取，假定PMSM的繞組、磁路完全對稱，忽略鐵芯飽和，渦流損耗、磁滯損耗均忽略不計，在三相靜止ABC坐標(biāo)系下，由于其結(jié)構(gòu)的變化，致使電機(jī)的數(shù)學(xué)模型也會發(fā)生變化，三相定子電流不再滿足基爾霍夫電流定律ia+ib+ic=0的約束[19-22]，建立的PMSM電壓方程可以表示為：

(2)

式中:ua、ub、uc表示電機(jī)的三相相電壓；Ra、Rb、Rc為電機(jī)繞組的電阻，且阻值為R=Ra=Rb=Rc；Laa、Lbb、Lcc為繞組自感，且Ls=Laa=Lbb=Lcc；由于假定三相繞組、磁路均對稱，所以三相繞組間的互感值為：Mca=Mac=Mbc=Mcb=Mab=Mba=M；ea、eb、ec代表電機(jī)的三相繞組上產(chǎn)生的反電勢，可以表示為：

(3)

式中：p為極對數(shù)；ωm為轉(zhuǎn)子機(jī)械角速度；ψf表示永磁磁鏈；θ為轉(zhuǎn)子的位置角，也就是d軸逆時針轉(zhuǎn)過a軸的電角度。傳統(tǒng)的PMSM定子繞組的中性點接在一起，反電動勢中3次諧波成分能夠相互抵消，可以避免在反電動勢中出現(xiàn)3次諧波，使其呈現(xiàn)正弦波形，對于開放式繞組的PMSM來說，三相定子繞組中含有的3次、5次和7次諧波要比傳統(tǒng)PMSM多，在一定程度上會造成反電動勢波形出現(xiàn)平頂正弦波現(xiàn)象，在此暫不考慮該問題對系統(tǒng)的影響。

開繞組PMSM的磁鏈方程為：

(4)

永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩Te[17]可以表示為

(5)

開繞組永磁同步電機(jī)在三相靜止abc坐標(biāo)系下的轉(zhuǎn)矩方程、運(yùn)動方程和常規(guī)的永磁同步電機(jī)一樣。按照坐標(biāo)變換理論，分別對其進(jìn)行3/2變換、2s/2r變換后，可以得到開繞組PMSM在兩相靜止坐標(biāo)系和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下開繞組PMSM的數(shù)學(xué)模型可以描述為

(6)

式中：Ld、Lq為d、q軸的電感，id、iq分別為d、q軸的電流。開繞組PMSM在兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的運(yùn)動方程和常規(guī)的PMSM一樣。

2 三相3H橋逆變器故障相短接的容錯控制策略

對圖2所示的三相3H橋逆變器，以三相3H橋逆變器的a2橋臂為例，如果a2橋臂發(fā)生單開關(guān)管故障(如VT21開路故障、VT22短路故障或者VT21短路故障、VT22開路故障)，可利用其余開關(guān)管使a相繞組立即短接，如圖5所示，這樣即可將故障3H橋逆變器變換為故障相短接的兩相2H橋(全橋)逆變器，可以采用PMSM的兩相SVPWM控制策略。

2.1 故障相短接時的兩相SVPWM控制策略

三相3H橋逆變器在發(fā)生單開關(guān)管的故障后，可將相應(yīng)的故障相短接，構(gòu)成兩相2H橋逆變器，在此仍以3H橋逆變器的a相橋臂故障為例，在a相橋臂開關(guān)管短接后，ua=0，等效電路如圖5(c)所示，那么，用開關(guān)信號描述的三相相電壓可以表示為

(7)

由于a相故障短接，ua=0，ia不可控，那么常規(guī)控制所用的SPWM、滯環(huán)PWM等調(diào)制策略將不再適合，在此，可以采用電壓型SVPWM調(diào)制。

圖5 三相3H橋逆變器的故障相短接模式Fig.5 Short circuit fault mode of 3H bridge inverter

在故障a相短接的兩相2H橋逆變器中，由于a相短接電壓為零，故ia不可控，在此通過兩相SVPWM來控制電壓矢量，使PMSM的磁鏈為圓形，借助于兩相id=0的矢量控制策略使三相合成的d軸電流為零，來實現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的控制。圖7給出了兩相id=0的矢量控制策略原理框圖，和傳統(tǒng)id=0的矢量控制策略相比，該控制模式需要對三相電流進(jìn)行單獨采樣，而且在合成給定矢量時所使用到的基本電壓空間矢量也具有不同的開關(guān)模式，即2H橋SVPWM調(diào)制模式。

圖6 兩相2H橋逆變器的電壓矢量空間分布圖Fig.6 Voltage vector space distribution of 2H bridge inverter

圖7 兩相SVPWM控制策略原理框圖Fig.7 Two-phase SVPWM control strategy diagram

2.2 基于“重復(fù)控制+PI”的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略

開繞組PMSM的容錯驅(qū)動系統(tǒng)實際上也是一個速度、電流雙閉環(huán)控制的系統(tǒng)。外環(huán)是速度環(huán)，采用增量式PI調(diào)節(jié)器，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，采用“重復(fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略。

重復(fù)控制策略來源于內(nèi)模控制，為了抑制電流的諧波含量，有效的消除由于非線性負(fù)載以及死區(qū)等引起的周期性擾動，提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)控制精度，重復(fù)控制被廣泛的使用[23]。該控制方法具有較強(qiáng)的魯棒性和良好的穩(wěn)態(tài)輸出，但重復(fù)控制的控制指令一般要滯后一拍才能輸出，對于本周期內(nèi)的擾動起碼要等到下一個開關(guān)周期才能消除，在當(dāng)前周期，相當(dāng)于處于開環(huán)狀態(tài)。對于純電動汽車來說，運(yùn)行工況相對復(fù)雜，所以，當(dāng)系統(tǒng)的負(fù)載出現(xiàn)非周期性的變化，如突加(減)負(fù)載、或直流電壓突變時，系統(tǒng)的動態(tài)性能往往達(dá)不到設(shè)計要求。因此設(shè)計了“重復(fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略。如果將重復(fù)控制和PI控制器直接并聯(lián)，這兩個控制器會相互影響，導(dǎo)致系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能受到影響，所設(shè)計的“重復(fù)控制+PI”控制策略是在逆變器系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時采用重復(fù)控制策略，當(dāng)負(fù)載出現(xiàn)突變或者直流電壓突變時，在第一個周波內(nèi)，立即并入電流PI 控制器，加快系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)。由于重復(fù)控制器能在第2個周期內(nèi)產(chǎn)生相應(yīng)的調(diào)節(jié)作用，因此，為了有效的避免這2個控制器之間的相互影響，在第一個周波結(jié)束時的過零點，將電流PI控制器的調(diào)節(jié)量清零，使其能平滑退出控制。從而能在不影響重復(fù)控制的穩(wěn)態(tài)性能前提下，提高系統(tǒng)的動態(tài)性能指標(biāo)。基于“重復(fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略如圖7所示。

2.3 2H橋逆變器的SVPWM控制

依據(jù)圖6所示的兩相2H橋逆變器的基本電壓矢量在αβ坐標(biāo)平面內(nèi)的分布以及SVPWM的調(diào)制原理，可利用零電壓矢量U0和基本電壓矢量U1～U6調(diào)制出圓形旋轉(zhuǎn)軌跡。

以圖6中的第III扇區(qū)為例，取Ur為參考電壓矢量，可以由和其左右相鄰的基本電壓矢量U1、U2的線性組合來合成，如圖8所示，參考電壓矢量Ur的αβ坐標(biāo)軸分量表示為

(8)

式中:T表示換相周期，Tx和Ty分別為相鄰兩個基本電壓矢量的工作時間，T與Tx+Ty未必相等，其間隙可以用零電壓矢量來填補(bǔ)，即：T0=T-Tx-Ty。

圖8 電壓空間矢量的線性組合Fig.8 Linear combination of voltage space vector

為了有利于數(shù)字化的實現(xiàn)，對于電壓空間矢量的作用次序需要進(jìn)行適當(dāng)?shù)陌才牛勺裱韵略瓌t：1)為了使功率器件的開關(guān)次數(shù)最少，要保證每次只切換一個功率開關(guān)器件，盡量降低開關(guān)頻率，滿足最小開關(guān)損耗；2)為便于DSP的控制，盡量遵照波形對稱的原則；3)等量分配零矢量原則；4)要合理安排電壓空間矢量的作用次序。按此原則設(shè)計的第III扇區(qū)的電壓空間矢量分配圖如圖9(a)所示。對于其他扇區(qū)參考電壓矢量的合成與第III扇區(qū)完全類似，由此可以得出兩相2H橋逆變器的空間電壓矢量分配和PWM波形，如圖9所示。從圖9中可以看出，每一個小扇區(qū)的PWM工作波形都分成了五部分，而且均以零矢量U0開始和結(jié)束，這種波形的對稱性對于DSP或者單片機(jī)來說，采用SVPWM調(diào)制是非常方便的。

圖9 兩相2H橋逆變器的五段式SVPWM控制波Fig.9 Five stage SVPWM control waveforms

3 改進(jìn)的兩相SVPWM控制策略

3.1 兩相2H橋逆變器電壓矢量狀態(tài)切換分析

以第III扇區(qū)為例，由圖9(a)可知，當(dāng)開關(guān)管的狀態(tài)變量從狀態(tài)(0001)切換到狀態(tài)(0101)時，即橋臂b2的開關(guān)管由VT42導(dǎo)通切換為VT41導(dǎo)通，此時，由于sc1一直為狀態(tài)1，所以在切換過程中，c相的電壓始終保持為-Vdc不變。在死區(qū)時間段，b相的電壓值ub取決于b向的電流流向，分為兩種情況：

1)當(dāng)ib<0時，電流沿圖10中的2號回路流通，續(xù)流二極管VD42、繞組、VT32形成環(huán)流通路，忽略電路中的管壓降，ub=0，此時電壓矢量為U2。

2)當(dāng)ib>0時，反并聯(lián)二極管VD41續(xù)流，ub=-Vdc，形成電壓矢量U1，電路中的電流沿圖10中的1號回路流通。

圖10 死區(qū)期間電流的通路 Fig.10 Current path during the dead time

不難看出，在開關(guān)管的狀態(tài)變量切換過程中，電壓矢量由U2經(jīng)U1或U2(取決于b相電流ib的實際方向)變換為U1，這就相當(dāng)于在一個開關(guān)周期T內(nèi)，在計算Tx或Ty時，會出現(xiàn)2倍于死區(qū)時間的偏差，在閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)中，我們可以通過設(shè)計的控制器進(jìn)行實時的調(diào)節(jié)，消除其影響。

對于扇區(qū)I和扇區(qū)VI，除了所用的兩個基本電壓矢量以外，插入的死區(qū)時間還引入另外的電壓矢量。以第I扇區(qū)為例，當(dāng)開關(guān)管的狀態(tài)變量在由狀態(tài)(0001)變換到狀態(tài)(1011)的過程中，在死區(qū)時間內(nèi)可能會導(dǎo)致三相2H橋逆變器輸出4種電壓矢量，即U1、U6、U2和U0。

由此可以看出，在第I扇區(qū)插入死區(qū)時間的過程中，同時還引入了除U2和U3以外的非零矢量U1、U6和U2。這些引入的非零電壓矢量對合成參考矢量不起作用，通過分析可知，第VI扇區(qū)也存在這種問題，雖然這些非零電壓矢量對合成參考矢量不起作用，但是他們將會帶來嚴(yán)重的死區(qū)效應(yīng)，引起磁鏈的波動和電流畸變。

3.2 改進(jìn)的七段式兩相2H橋SVPWM策略

遵循前述電壓空間矢量的作用次序安排原則，對扇區(qū)I和扇區(qū)VI的作用矢量重新配置。

在扇區(qū)I中，電壓參考矢量由U2、U3和U0合成，由圖9(b)可以看出，第I扇區(qū)的PWM波形在同一時刻有兩次兩個信號同時變換，這樣就會在插入死區(qū)時介入非作用電壓矢量。為了杜絕這些電壓矢量的引入，可在U2至U3、U3至U2的轉(zhuǎn)換過程中增加零矢量U0，按等量分配零矢量原則，把零矢量U0平均等分成 4份，在U3至U2、U2至U3的切換過程中分別插入作用時間為T0/4的U0矢量，重新配置后第I扇區(qū)的PWM波形如圖11所示，這樣，在死區(qū)插入時，就不會引入非作用電壓矢量了，同理，對第VI扇區(qū)也進(jìn)行類似的配置。改進(jìn)后的兩相2H橋SVPWM的控制策略能夠有效的抑制死區(qū)時間對合成電壓矢量的不利影響，從而能減少電機(jī)轉(zhuǎn)矩的波動。

由兩個半橋逆變器合成的空間矢量將空間分成六個區(qū)域，扇區(qū)的分布與傳統(tǒng) SVPWM 相比，相當(dāng)于順時針旋轉(zhuǎn)了30°，對其進(jìn)行30°坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換后，首先，依據(jù)給定的電壓參考矢量來準(zhǔn)確的判斷出其所在的扇區(qū)，其次，計算基本電壓矢量和零矢量的相應(yīng)合成矢量的作用時間，此后，就可以根據(jù)各扇區(qū)的SVPWM波形來計算相應(yīng)開關(guān)管驅(qū)動信號的占空比了，最后，利用得到的占空比各值與三角波比較并進(jìn)行調(diào)制，就可以得到所需的SVPWM調(diào)制波形。

圖11 改進(jìn)后的第I扇區(qū)的七段式SVPWM波形Fig.11 Improved seven stage SVPWM in sector I

4 仿真與實驗驗證

對采用所提控制策略設(shè)計的三相3H橋逆變器驅(qū)動的開繞組PMSM系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，同時也對逆變器在a相橋臂開關(guān)管發(fā)生故障并使故障相短接時的情況進(jìn)行了仿真驗證。

圖12、圖13分別給出了采用改進(jìn)前、改進(jìn)后SVPWM控制策略的電壓矢量軌跡、三相電壓以及轉(zhuǎn)矩的波形對比圖。由圖12的仿真波形可以看出，改進(jìn)后的控制策略能夠有效的抑制死區(qū)對合成電壓矢量的影響，從而大大的減小了電機(jī)轉(zhuǎn)矩的波動。由圖13的仿真波形可以看出，改進(jìn)前的SVPWM控制策略的電流和轉(zhuǎn)矩有明顯的死區(qū)效應(yīng)，改進(jìn)后的控制策略有效減小了死區(qū)帶來的電壓畸變，使得轉(zhuǎn)矩的脈動也變得非常小。而且從仿真波形也可以看出，該控制策略也能通過對三相3H橋逆變器的控制實現(xiàn)對開繞組PMSM的正常驅(qū)動與控制。

圖12 改進(jìn)SVPWM前后電壓矢量的軌跡Fig.12 Voltage vector trajectories with SVPWM modulation

圖13 改進(jìn)前后逆變器的電壓與轉(zhuǎn)矩波形Fig.13 Voltage and torque waveforms of the designed inverter

圖14 故障相短接時三相電流與零序電流波形圖Fig.14 Three phase current and zero sequence current waveforms when short circuit fault

圖15 故障時dq軸電流與轉(zhuǎn)矩的變化波形圖Fig.15 dq axis current and torque waveforms when fault

為驗證所提出的三相2H橋逆變器容錯方案的正確性與可行性，依據(jù)前述理論分析，搭建了三相3H橋逆變器—PMSM永磁同步電機(jī)的實驗平臺，主要的系統(tǒng)參數(shù)為：給定轉(zhuǎn)速設(shè)為1 000 r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為2 N·m，開關(guān)頻率為10 kHz，3H橋逆變器母線電壓取為300 V，實驗結(jié)果如圖16所示。

圖16 故障相短接時三相2H橋逆變器的實驗波形圖Fig.16 Experiment waveforms of three phase 2H bridge inverter when short circuit fault

圖16給出了故障相短接時三相2H橋逆變器的a、b相相電壓、相電流的實驗波形圖和b、c相相電壓、相電流的實驗波形圖，由圖16可知，在故障相短接的三相3H逆變器驅(qū)動模式下，由于故障相a相被短接，所以a相的相電壓為ua=0，b、c相相電壓的相位差為60°。由此可知，在這種三相2H橋逆變器的重構(gòu)拓?fù)湎拢琍MSM能平穩(wěn)的運(yùn)行，從而使所提出的控制策略的正確性、有效性得到了驗證。

5 結(jié) 論

本文提出了一種新型電動汽車驅(qū)動與充電一體化系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并進(jìn)行了分析，在牽引模式下，一體化拓?fù)涞刃С梢粋€三相3H橋逆變器，建立了PMSM開繞組的數(shù)學(xué)模型，分析了三相3H橋逆變器的短接故障形式，在采用轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，設(shè)計了一種“重復(fù)控制+PI”的電流內(nèi)環(huán)控制策略，針對故障相短接的兩相2H橋逆變器提出了一種五段式的兩相SVPWM控制策略，分析了開關(guān)狀態(tài)，提出了一種改進(jìn)的七段式兩相SVPWM控制策略，實驗結(jié)果表明，電動汽車的一體化系統(tǒng)在牽引模式下，如果三相3H橋逆變器發(fā)生故障并使故障相短接時，通過逆變器的拓?fù)渲貥?gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)PMSM系統(tǒng)的良好運(yùn)行。

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(編輯：張 楠)

Tolerant control strategy for 3H bridge inverter short circuit fault of electric vehicle integrated drive system

SUN He-xu1， ZHANG Hou-sheng1，2， JING Yan-wei1

(1.School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China; 2.College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

Electric vehicle (EV) with onboard type of charger has independent motor drive system and battery charging device. The two devices do not operate at the same time. Aiming at the problem such as high cost, heavy, occupying a larger space resource and other issues, an integrated topology of EV traction system and battery charging system was proposed. The integrated traction mode topology was equivalent to a three phase 3H bridge inverter. The voltage space vectors of the inverter and the control strategy of eliminating common mode voltage were studied respectively. The mathematical models in different coordinate systems of the open-end windings PMSM were analyzed. The inverter′s reconstruction topology and fault tolerant control strategy were given when some switch short-circuit fault or open-circuit fault and the faulty phase short-circuit connected. On the basis of speed and current double closed-loop control, a synthesized control strategy combined repetitive control with PI control for the proposed system was introduced. A five stage two phase SVPWM control strategy was proposed. The switching process and state of the three phase 2H bridge inverter were analyzed. An improved seven stage two phase SVPWM control strategy was proposed. Simulation and experimental results show that, in traction mode of the integrated topology, when short circuit fault occurred, a good operating performance of PMSM system can be achieved by the reconstruction of the inverter topology.

electric vehicle; three phase 3H bridge inverter; three phase 2H bridge; PMSM; SVPWM; short circuit fault

2015-03-29

國家自然科學(xué)基金(50807034)；山東省自然科學(xué)基金(ZR2014EL032)；山東省高等學(xué)校科技計劃資助項目(J11LG25)；山東理工大學(xué)青年教師發(fā)展支持計劃項目(L2015011)

孫鶴旭(1956—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為電機(jī)電器的智能控制；

張厚升(1976—)，男，博士研究生，副教授，研究方向為電力電子與電力傳動；

張厚升

10.15938/j.emc.2016.11.015

U 469.72

A

1007-449X(2016)11-0107-10

井延偉(1973—)，男，博士研究生，高級工程師，研究方向為風(fēng)力發(fā)電機(jī)傳動與控制。