EHF頻段10 W連續波空間功率合成放大器

李 碩，周文碩

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

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EHF頻段10 W連續波空間功率合成放大器

李 碩，周文碩

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

針對EHF頻段衛星通信對固態高功率需求問題，提出一種空間功率合成放大器的設計方案，基于BJ400標準波導的波導T型結功率分配/合成器、H面波導3 dB分支線電橋和波導-微帶探針變換相結合的合成高效、結構緊密的空間功率合成。借助三維電磁仿真軟件HFSS對無源網絡進行仿真優化，依托精密的機械加工技術，進而實現了8路功率合成。驅動功放和末級功放均采用GaAs MMIC功放芯片，實現最小10 W的連續波功率輸出。測試結果表明，在EHF頻段43～45 GHz范圍內，1 dB壓縮點輸出功率最小達到10 W，合成效率高于80%，在該頻段上實現了高效率合成和大功率輸出。此方案的結構具有尺寸容差大、易于制造和方便散熱的特點，在工程應用中有很大的前景。

EHF頻段；波導電橋；波導微帶過渡；空間功率合成；連續波

0 引言

隨著衛星通信技術發展，業務需求量的增加,無線電頻譜資源越來越緊張。目前多數衛星使用C頻段和Ku頻段，部分使用Ka頻段[1]。EHF頻段作為下一代衛星通信系統的應用頻段，具有抗核輻射的重要特點。目前國外的EHF頻段衛星通信系統已進入了實用階段。

大功率放大器是衛星通信系統中的核心部件,功率輸出的大小直接決定了通信距離、抗干擾能力以及通信質量。相對于電真空功放，固態功放具有可靠性高、尺寸小、使用電壓低和無需預熱等優點，得到了廣泛的使用[2]。但是在毫米波頻段，單個固態功放元器件的輸出功率有限，需要采用功率合成技術來獲得更大的輸出功率。傳統的電路合成技術采用威爾金森電橋、微帶分支線電橋和Lange耦合器等功率分配/合成網路，雖然結構簡單、技術成熟、工程上廣泛應用[3]，但是在毫米波頻段電路合成損耗大，這些技術主要用于芯片級的功率合成，且合成效率隨功分/合成網絡級數的增多顯著下降，因而限制了固態功放器件的數量，無法滿足高效率與大功率二者兼顧的要求。

空間功率合成技術最大的優點在于功率合成效率高，特別是越多功放器件合成大功率，兼顧高效和大功率，例如準光合成以及波導裂縫陣等[4]。但是準光合成以及波導裂縫陣結構缺陷使它們在散熱這個重要性能上有很大不足，難以應用于大功率連續波輸出場合。本文提出的波導內空間功率合成方案，在EHF頻段上實現高效合成效率，易于散熱的特點可應用于連續波場合，其設計思路亦可應用于其他毫米波頻段的功率合成電路設計中。

1 EHF頻段功率合成網絡的設計

1.1 總體設計

EHF頻段10 W功率放大器組成如圖1所示。本文提出一種結構緊湊的8路功率合成網絡實現EHF頻段上大于10 W連續波功率輸出，從圖1中可以看出，采用外部H面波導T型結功分/合成器與2個4路功率合成模塊相結合。這種合成方案優點是4路功率合成模塊合成效率高、體積小；4路功率合成模塊通過測試與電路調試，確保功放模塊的幅度和相位相近，才能進行最終的功率合成；其整體結構進行模塊分解，可維護性強。本文方案結構簡單、易實現，且符合模塊化設計要求。

圖1 EHF頻段10 W功率放大器組成

1.2 4路功率合成模塊的設計

圖2 4路功率合成模塊結構

4路功率合成模塊結構采用了H面波導3 dB分支線電橋、E面波導T型結功率分配/合成器和波導-微帶探針變換相結合的方式。如圖2所示，合成模塊可分解以下幾個部分：① H面波導3 dB分支線電橋，由此實現信號的2路等幅相位正交的輸出；② 上下2層E面波導T型結2路功率分配/合成網絡，實現了4路信號分離進入功放芯片進行放大，再進行兩兩合成；③ 是H面波導3 dB分支線電橋，由此實現上下兩T型結輸出功率的合成。該結構具有以下優點:首先克服雙層探針結構在同一空間內功放芯片的互相影響，降低功放芯片工作的不穩定性；其次，波導3 dB分支線電橋具備端口隔離度，使得上下2部分的其一損壞，不會影響或者損壞另一部分；最后，這種多層立體型結構縮小了電路的體積，實現了模塊小型化，減小了電路損耗，從而增加了整個電路的可靠性。

1.2.1 H面波導3 dB電橋的原理及仿真

文獻[5]提出了一種寬帶H面電橋的結構，該結構緊湊并具有良好隔離度和正交等幅功率分配/合成特性。本文在此基礎上設計了一個EHF波段H面波導3 dB分支線電橋。該結構運用高次模耦合，采用H面波導膜片來改變耦合窗位置的寬邊尺寸，以匹配標準波導中傳輸的主模，進而改變高次模的特性阻抗，從而實現二者阻抗匹配。該結構較簡單、工作頻帶較寬、插入損耗低、隔離度高和體積小等特點，故非常適合工程應用。該結構在HFSS中建模仿真，在42～46 GHz內各個端口的回波損耗大于20 dB，輸出端口的幅度相差小于0.2 dB，隔離度大于20 dB，完全滿足功率合成要求。

1.2.2 E面波導T型結結合波導微帶探針過渡

波導E面T型結功分/合成器具有體積小、易加工和容差好等特點[6]，被廣泛應用于功率分配與合成中。

波導E面T型結是在主波導寬邊面上進行分支，從其等效電路看，波導寬邊的不連續面將引入一個串聯電抗[7]。通常的匹配方法是加入一個相反特性的電抗元件來補償波導不連續性帶來的電抗[8]。為了適合工程應用，最好是可以一體化加工的緊湊結構，因此在主波導中加入一個電容性的臺階匹配，其高度和寬度影響中心頻率和帶寬。

波導-微帶探針變換[9]相比波導同軸探針[10]有結構緊湊、容差好等特點，因而在毫米波電路中廣泛應用。和微帶天線一樣，只要保證微帶與電場平行即可以激勵出電流，其中伸入波導內的微帶探針長度與中心頻率相關，寬度則影響工作帶寬，微帶探針后的阻抗變換部分可以擴展變換結構的工作帶寬，微帶探針中心到波導短路面距離約為1/4波導波長，這樣可以保證在微帶探針位置的電場最強，從而實現探針最強的能量耦合[11]。

基于以上分析，在HFSS中建立的波導E面T型結功分/合成器與波導微帶探針變換結合的網絡建模優化，在42～46 GHz頻率范圍內，端口的回波損耗大于20 dB，插入損耗小于0.4 dB。該結構適用于EHF頻段分配/合成網絡。

1.2.3 4路功率合成模塊的整體結構仿真分析

綜合上述內容，將H面3 dB電橋結合E面T型結、波導探針過渡，構成4路功率合成無源網絡，在電磁仿真軟件HFSS建模如圖3所示。仿真優化后，并且加工制作。其仿真結果與無源實測結果如圖4所示。仿真結果顯示，該無源網絡的在工作頻帶范圍內，回波損耗大于20 dB，插入損耗小于0.4 dB。雖然實測結果比仿真結果惡化，但是可以滿足工程應用的需求。造成惡化的主要原因來于加工精度與毫米波微組裝的誤差，以及仿真建模的誤差。

圖3 4路功率合成無源網絡模型

圖4 仿真與實測結果對比

1.3 H面波導T型結分配/合成器設計

1.3.1 H面波導T型結分配/合成器原理

H面波導T型結是在主波導窄邊面上的進行分支，其軸線平行于主波導主模TE10的磁場方向，從其結構與等效電路結合看，波導H面T型結分支線相當于并聯于主波導的分支線。

當信號從主端口進入時，等功率分給2個輸出端口，兩端口輸出等幅同相的TE10波；同理，當在2個分路端口同相激勵時，主端口的合成輸出最大，而當兩個分路端口反相激勵時，主端口將無輸出。H面波導T型結的散射矩陣為：

(1)

可以采用與E面波導T型結功分/合成器類似的匹配方法，在主波導中加入一個感性膜片即可，如果工作帶寬不夠，同樣在主波導與分路波導之間中加入2個對稱的感性膜片做輔助匹配，以拓展帶寬。

1.3.2 H面波導T型結分配/合成器仿真

按照上一節的分析，在HFSS中建立的H面波導T型結功分/合成器模型和優化后的仿真結果如圖5和圖6所示。

圖5 H面波導T型結分配/合成器模型

圖6 H面波導T型結分配/合成器仿真結果

其中，分支波導中間感性膜片的長度和厚度主要影響中心頻率，主波導的對稱電感膜片用于擴展帶寬，起到輔助匹配的作用。從仿真結果圖可以看出在42～46 GHz頻率范圍內，輸入端口的回波損耗大于25 dB，2個輸出端口的幅度不平衡度小于0.2 dB，該結構可以應用于工程實際。

2 EHF頻段10 W功率放大器的實現

2.1 有源放大部分設計實現

本文中MMIC功放芯片采用NC11210C-4045，其增益為17 dB，1 dB壓縮點輸出功率大于32 dBm，供電電壓典型值分別為-0.6 V/6 V，靜態電流2 A，飽和輸出功率電流為3 A。驅動功放采用的是NC11208C-4045和NC11210C-4045，NC11208C-4045提供增益，NC11210C-4045提供功率驅動8片NC11210C-4045，提供大功率輸出。由于采用的MMIC功放芯片為耗盡型，需要對溝道進行預夾斷，因而設計一種時序保護電路來對功放供電，加電時，保證加上柵壓，再加漏壓；斷電時，先斷漏壓，再斷柵壓。

單路之間的幅相一致性大大影響功率合成效率，本方案中雖然采用一個批次MMIC芯片，其本身的幅度相位一致性高，但是為了盡可能提高合成效率，必須保證機械加工的高精度，同時芯片微組裝輸入輸出金絲的一致性要好，也要注意微帶探針的安裝要很高的一致性。根據文獻[12]研究，兩合成信號的相位差小于15°，基本不影響合成的功率；如果相位差超過30°，那么對合成的功率有大的影響。所以在使用4路功率合成模塊與H面波導T型結功分/合成器做最終大功率合成輸出時[13]，一定保證2個四路功率合成模塊的輸出相位差小于30°。

2.2 實測結果

將加工的EHF頻段無源合成網絡與MMIC功放芯片組裝到一起，得到功放實物如圖7所示，體積為120 mm×80 mm×30 mm。該功放的1 dB壓縮點輸出功率測試在高中低3個頻率上，實測結果為：在43 GHz上，得到40.2 dBm的輸出功率；在44 GHz上，得到40.2 dBm的輸出功率；在45 GHz上，得到40.1 dBm輸出功率。在中心頻率44 GHz，1 dB壓縮點輸出功率回退3 dB，三階交調實測值為-23 dBc。從實測結果可以估計該功率放大器的合成效率[14-15]，在45 GHz的最小功率輸出時，其合成效率為81.2%。

圖7 EHF頻段10 W功率放大器實物

3 結束語

本文提出了一種結構新穎的EHF頻段8路功率合成方案，研制了一個高效、大功率的功率放大器，有助于EHF頻段衛通通信技術的發展。EHF頻段功率放大器具有體積小、重量輕、可靠性高、加工調試方便和一致性好的特點。經過實際測試，該功率放大器在43～45 GHz范圍內，最小的1 dB壓縮點輸出功率大于10 W，合成效率最小為81%，在1 dB壓縮點回退3 dB處的三階交調為-23 dBc。測試結果表明，該功率放大器達到國外同類產品水平，將在EHF頻段衛星通信系統中有廣闊的應用前景。

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李 碩 男，(1982—)，高級工程師。主要研究方向：微波毫米波技術。

周文碩 女，(1987—)，助理工程師。主要研究方向：通信系統。

Design of an EHF-band 10 W CW Spatial Power Combining Amplifier

LI Shuo,ZHOU Wen-shuo

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

For the requirement of high-power solid-state amplifier in satellite communication,this paper presents an EHF band spatially power combined amplifier.It is a compact high-efficiency spatial power combining system based on WR22 waveguide T-junction power divider/combiner,waveguide hybrid and waveguide micro-strip probe transition.The proposed passive structure is simulated and optimized by 3D field EM software HFSS.Using precision machining process,an 8-way power combining structure is achieved.The GaAs MMICs are used in both driver amplifier and final amplifier,which implement at least 10 W CW power output.The test results show that the output power of at least 10 W at the 1 dB compressed point can be achieved with high efficiency of more than 80% in EHF band of 43～45 GHz.The design has advantages of large tolerance,ease of manufacture,good heat dissipation and so on,and has broad prospects in engineering application.

EHF band;waveguide hybrid;waveguide micro-strip transition;spatial power combining;CW

10.3969/j.issn.1003-3106.2016.12.19

李 碩，周文碩.EHF頻段10 W連續波空間功率合成放大器[J].無線電工程,2016,46(12):78-82.

2016-08-12

國家部委基金資助項目。

TN713.5

A

1003-3106(2016)12-0078-05