一種低電壓高性能的運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)

胡奇宇，陳益民，彭 松

(廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006)

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一種低電壓高性能的運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)

胡奇宇，陳益民，彭 松

(廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006)

基于0.18 μm CMOS標(biāo)準(zhǔn)工藝設(shè)計(jì)了一種低電壓高性能運(yùn)算放大器。闡述了具有負(fù)反饋的三支路基準(zhǔn)電流源、帶有正反饋環(huán)路增益提高的CMOS源極耦合差分輸入級(jí)結(jié)構(gòu)電路。基于頻率補(bǔ)償思想，提出一種新型頻率補(bǔ)償方法，能夠有效提高運(yùn)算放大器的系統(tǒng)性能。經(jīng)版圖后仿真表明：該運(yùn)算放大器在1.2 V電源電壓下具有109 dB的直流增益，259 MHz的增益帶寬，相位裕度74°,功耗為0.82 mW，能夠廣泛應(yīng)用到大多數(shù)電路中。

低電壓；三支路基準(zhǔn)電流源；正反饋環(huán)路；前饋補(bǔ)償

0 引言

運(yùn)算放大器在實(shí)際電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)中是最基本的模塊，隨著電子產(chǎn)品不斷地向便捷式方向發(fā)展，對(duì)它的電壓要求越來(lái)越低，目前在提高低壓運(yùn)放的性能時(shí)，最值得關(guān)注的發(fā)展動(dòng)向是對(duì)結(jié)構(gòu)的改進(jìn)[1]。本文在新的框架結(jié)構(gòu)中引入亞閾值工作電路，使差分輸入MOS對(duì)管工作于亞閾值區(qū)，電路工作在亞閾值狀態(tài)時(shí)電流很小，以此降低功耗。對(duì)輸入級(jí)差分對(duì)的負(fù)載采用交叉耦合帶正反饋的結(jié)構(gòu)，通過(guò)增大輸入管的跨導(dǎo)來(lái)提高增益。頻率補(bǔ)償使用一種新的前饋技術(shù)取代傳統(tǒng)零極點(diǎn)分離帶密勒電容的補(bǔ)償技術(shù)。

1 運(yùn)算放大器的電路實(shí)現(xiàn)

圖1 運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)圖

本文所設(shè)計(jì)的運(yùn)放電路由偏置模塊、兩級(jí)放大模塊、前饋補(bǔ)償電路構(gòu)成，如圖1所示。其中偏置電路提供基準(zhǔn)電流；兩級(jí)放大模塊是運(yùn)放的核心電路；前饋模塊為運(yùn)放提供一定的增益及頻率補(bǔ)償，使系統(tǒng)穩(wěn)定。

1.1 三支路基準(zhǔn)電流源

基準(zhǔn)電流源是模擬集成電路中用來(lái)為其他電路提供高精度、低溫度系數(shù)的電流源，是電路中必不可少的模塊[2]。為了提高供給運(yùn)放基準(zhǔn)電流的電源抑制比(PSRR)，使基準(zhǔn)電流隨VDD的變化較小，該設(shè)計(jì)采用三支路基準(zhǔn)電流源結(jié)構(gòu)。如圖2所示。

圖2 三支路基準(zhǔn)電流源結(jié)構(gòu)

其基準(zhǔn)電路由MOS管M1～M6和電阻R構(gòu)成。該電路在普通基準(zhǔn)電流源的基礎(chǔ)上增加一條由M5、M6構(gòu)成的從電源到電阻R上端后到地的第三條支路，用于形成負(fù)反饋。工作原理：當(dāng)電源電壓正向增加時(shí)，ID5的A點(diǎn)電壓升高，使得M2的漏端B處電壓降低，在M1管的作用下，ID1的C點(diǎn)電壓升高，同樣M6作為共源級(jí)作用下，使得ID6的A點(diǎn)電壓降低，形成負(fù)反饋回路。

為增強(qiáng)其負(fù)反饋系統(tǒng)的增益，M6源極與M2源極接在一起后接至產(chǎn)生電壓差的電阻R上端，同樣當(dāng)電源電壓波動(dòng)正向增加時(shí)M5漏端A處電壓升高，M5、M4管的VSG將會(huì)降低，ID5、ID4均減小，由電阻R兩端電壓VR=(ID5+ID4)×R得，電阻R上端電壓降低很快，從而使M5漏端電壓迅速下降，整個(gè)電路形成一個(gè)更快的負(fù)反饋，抑制了電源電壓的變化對(duì)系統(tǒng)的影響。

為了使得到的鏡像后的電流IREF的值更精確，在電路中需確保ID3=ID4，即M3與M4的各端電壓要偏置一致。如圖2所示，M5、M4、M3構(gòu)成電流鏡，M7-M9為啟動(dòng)電路。通過(guò)調(diào)整M5的漏電流和M6的寬長(zhǎng)比，使得VGS6與VGS2相等，由VD1=VD6=VS2+VGS6=VS2+VGS2=VD2得VD3=VD4，因M3、M4源端、柵端都與襯底直接相連，工作狀態(tài)一樣，所以得到：

ID3=ID4

(1)

工作在飽和區(qū)MOS管的源漏極電流表達(dá)式為：

(2)

設(shè)計(jì)中增加了MOS管的柵長(zhǎng)，以便忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)。上式中λVDS可以忽略。MOS管在臨界飽和狀態(tài)時(shí)源漏極電流表達(dá)式為：

(3)

在電路中電阻R產(chǎn)生的源端電壓差VR=(ID5+ID4)×R，初步設(shè)計(jì)第三支路M5、M6流過(guò)的電流為基準(zhǔn)電流源的N倍，即ID5=N·ID4，由上式可以得到：

(ID5+ID4)×R

(4)

(5)

因此：

(6)

由上可知，得到了一個(gè)與電源電壓VDD無(wú)關(guān)的輸出基準(zhǔn)電流。由于有兩條支路電流流過(guò)電阻R，第三支路M5、M6流過(guò)電流是基準(zhǔn)電流的N倍，由(6)式可知：N和R均與IOUT成反比，欲得到一個(gè)固定輸出的基準(zhǔn)電壓IOUT，N增加時(shí)，可大大減小電阻R的值，從而節(jié)省了芯片layout的面積。(本設(shè)計(jì)N取4)。

1.2 帶正反饋交叉耦合的差分輸入級(jí)

在CMOS電路中，電路能夠工作的最低電壓一方面取決于具體電路的結(jié)構(gòu)形式，另一方面則取決于COMS器件的閾值電壓及其過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓[3]。帶正反饋交叉耦合的差分輸入級(jí)電路如圖3所示。

圖3 帶正反饋交叉耦合的差分輸入級(jí)

在原有的M3、M4 MOS二極管負(fù)載上添加了M5、M6兩個(gè)交叉耦合的正反饋負(fù)載。從電路中近似看到最小工作電源電壓為1個(gè)VTP與3個(gè)過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓之和，采用VTH=0.5 V的MOS工藝，最低工作電壓可降低1 V左右。為保留一定的余度，本設(shè)計(jì)電源采用1.2 V。

電路中設(shè)置差分對(duì)管M1、M2工作在亞閾值區(qū)，有利于電源電壓的適當(dāng)降低。通過(guò)增加M5、M6,電路輸入跨導(dǎo)為：

(7)

式中g(shù)m1為M1管的本征跨導(dǎo)，由此可以看到輸入管的跨導(dǎo)增加了一個(gè)因數(shù)1/(1-gm6/gm3)。利用這種方法增益改善為：

(8)

1.3 前饋補(bǔ)償

本文在低電壓情況下，使用前饋補(bǔ)償技術(shù)取代傳統(tǒng)的主次極點(diǎn)分離密勒電容補(bǔ)償技術(shù)。頻率補(bǔ)償是利用前饋路徑在高頻段中引入左半平面的零點(diǎn)正相移抵消極點(diǎn)導(dǎo)致的負(fù)相移[5]。由圖4可知，該運(yùn)放的傳遞函數(shù)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)左半平面零點(diǎn)，其中ωp1和Z1為：

(9)

(10)

上式中СO1為第一增益級(jí)輸出節(jié)點(diǎn)總寄生電容，go為輸出電導(dǎo)，β為反饋因子。

圖4 前饋補(bǔ)償與第二級(jí)增益級(jí)電路

前饋補(bǔ)償與第二級(jí)增益級(jí)電路如圖4所示。M8～M11為第二放大增益級(jí)；M3/M14為前饋級(jí)；M12、M17為各自尾電流管。

第二級(jí)及前饋級(jí)(A3)放大器的直流增益，各表達(dá)式分別為：

(11)

(12)

CO1≈0.5Cgs10+Cd5+Cd4+Cd2

(13)

go=gds13+gds10+gds8

(14)

通過(guò)調(diào)節(jié)第二級(jí)和前饋級(jí)的偏置電流與管子寬長(zhǎng)比，使得(gm13+go)2?gm1·gm10，確保零點(diǎn)位于左半平面。

2 仿真結(jié)果

基于0.18 μm CMOS 標(biāo)準(zhǔn)工藝實(shí)現(xiàn)運(yùn)放的版圖照片如圖5所示，在Cadence環(huán)境下對(duì)運(yùn)放電路版圖后仿真。在工作電壓1.2 V，驅(qū)動(dòng)2.5 pF電容負(fù)載下，其開(kāi)環(huán)增益和相位曲線如圖6所示，該結(jié)構(gòu)能得到增益109 dB,單位增益帶寬259 MHz，相位裕度約為73.8°；圖7為電路共模

圖5 運(yùn)算放大器的版圖照片

圖6 開(kāi)環(huán)增益和相位曲線仿真結(jié)果

圖7 共模抑制比仿真

抑制比曲線，低頻時(shí)能達(dá)到-80.16 dB。

將本文的性能參數(shù)與相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)比，如表1所示。從表中可看出本文通過(guò)增加少量的靜態(tài)功耗，在整體性能上均有所改善，能夠滿足大多數(shù)電路的要求。

表1 性能參數(shù)的比較

3 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)兩級(jí)運(yùn)放的基礎(chǔ)上，結(jié)合增益自舉、前饋補(bǔ)償?shù)燃夹g(shù)，實(shí)現(xiàn)了一種新框架的低電壓高性能CMOS運(yùn)算放大器。在滿足低功耗條件下，對(duì)版圖仿真驗(yàn)證，能獲得高直流增益和高帶寬，系統(tǒng)在穩(wěn)定性等方面均有較好的性能。該電路能夠應(yīng)用于帶隙基準(zhǔn)源及各類運(yùn)算電路中，如加法器、比較器等，具有相當(dāng)廣闊的應(yīng)用前景。

[1] 何樂(lè)年，王憶.模擬集成電路設(shè)計(jì)與仿真[M].北京：科學(xué)出版社，2008.

[2] WANG R T,HARJANNI R. Partial positive feedback for gain enhancement of low-power CMOS OTAs[J].Analog Integrated Circuits and Signal Processing, 1995(8)：21-35.

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[5] AKBARI M，BIABANIFARD S，ASADI S.Design and analysis of DC gain and transconductance boosted recycling folded cascode OTA[J].AEU- International Journal of Electronics and Communications, 2014, 68(11):1047-1052.

Design of a low-voltage and high-performance operational amplifier

Hu Qiyu，Chen Yimin, Peng Song

(School of Information Engineering, Guangdong University of Technology，Guangzhou 510006，China)

A low-voltage high-performance operational amplifier is designed based on 0.18 μm CMOS standard process. It expounds the circuit design method of three branch reference current source with negative feedback，the CMOS differential input structure of loop gain improved with a positive feedback. Based on the frequency compensation thought, a kind of frequency compensation method is put forward, that can improve the system performance of operational amplifier effectively. The post layout simulation results show that the DC-gain and gain-bandwidth is 109 dB and 259 MHz , the power consumption is only 0.82 mW under the power voltage of 1.2 V, can be widely used in most circuits.

low-voltage; three branch reference current source; positive feedback; feedforward compensation

TN432

A

10.19358/j.issn.1674- 7720.2016.23.008

胡奇宇，陳益民，彭松. 一種低電壓高性能的運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)[J].微型機(jī)與應(yīng)用，2016,35(23)：28-30.

2016-08-06)

胡奇宇(1990-)，男，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路。