高速星間鏈路的載波恢復方法研究

武磊磊，賈和平，郝志松

(1．中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081; 2．原蘭州軍區通信網絡技術管理中心，甘肅 蘭州 730000)

高速星間鏈路的載波恢復方法研究

武磊磊1，賈和平2，郝志松1

(1．中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081; 2．原蘭州軍區通信網絡技術管理中心，甘肅 蘭州 730000)

針對星載平臺功耗和體積受限的情況，提出了一種適用于高速星間激光傳輸鏈路相干解調的載波恢復方法。該方法基于經典的科斯塔斯環架構，采用模數混合的電路結構，利用模擬乘法器實現誤差提取、FPGA實現環路濾波和本振誤差的調整，具有實現復雜度低、捕獲跟蹤性能好等優點，適合工程實現。測試結果表明，該方法可實現調制方式為BPSK、符號速率為1.5 G符號/s、初始頻率誤差為15 MHz的載波恢復，解調損失小于1 dB。

高速傳輸;載波恢復;模數混合;科斯塔斯環

0 引言

近年來，對于空間激光通信的研究和應用越來越受到重視［1］。與傳統的直接強度調制(IM/DD)激光通信相比，相干激光通信的檢測靈敏度比直接強度調制高10 dB以上［2］，且可以抑制較強的太陽背景輻射，能在近太陽視場工作。

載波恢復是相干激光通信核心技術，主要有零差［3］和外差［4］2種方式。在零差解調方式中，本振光源通過光學鎖相環實現與入射激光載波相位鎖定，本振光源的激光頻率與入射激光載波沒有頻差。零差解調方式的靈敏度高，但光學鎖相環的實現技術難度較大。而外差解調方式中本振光源的激光頻率與入射激光載波頻率存在一個中頻頻差，載波恢復在微波鏈路上實現［5］。雖然外差方式的靈敏度比零差方式低3 dB，但微波鏈路的鎖相環較光學鎖相環更容易實現。

鑒于我國在低損耗90°光混頻器、高量子效率平衡光電檢測器等核心器件上還處于實驗室研究階段，目前支持相干光接收機研究的器件，主要借助于光纖通信系統中的光纖耦合器件，在接收帶寬、光電轉換效率以及器件損耗等方面均不能達到最優。因此，本文重點針對在微波鏈路上實現的適用于高速星間鏈路的載波恢復方法進行研究。

1 相干解調的基本原理

解調也稱檢波，是調制的逆過程，其作用是將已調信號中的基帶調制信號恢復出來。解調可以采用非相干解調和相干解調2種方式。其中，非相干解調稱為包絡檢波，不需要相干載波就可以直接從已調波的幅度中恢復出原調制信號，解調損失較大;相干解調也叫同步檢波，適用于所有線性調制信號的解調，相對于非相干解調有3 dB的增益，實現相干解調的關鍵是在接收端恢復出一個與調制載波嚴格同步的相干載波，恢復載波性能的好壞，直接關系到接收機解調性能的優劣［6］。載波同步一般用鎖相環路實現，對于常用的抑制載波通信調制信號應采用特殊的鎖相環結構，如N次方環、Costas環和判決反饋環。鑒于硬件實現的復雜度和可行性，本文采用經典的Costas環提取載波，原理如圖1所示［7］。

圖1 科斯塔斯鎖相環原理

圖1中，接收信號s(t)=m(t)cos(ωct+θ)被送入2路相乘器，兩相乘器輸入的 a點和 b點的信號為:

它們和接收信號s(t)相乘后，得到c點和d點的信號為:

vc、vd經過低通濾波器后

ve、vf相乘后，得到在 g點的窄帶濾波器輸入電壓:

式中，(φ－θ)是壓控振蕩電壓和接收信號載波相位之差。

當(φ－θ)很小時，sin(φ－θ)≈(φ－θ)，則式(7)變為:

電壓vg通過環路窄帶低通濾波器，控制壓控振蕩器的震蕩頻率。此窄帶低通濾波器的截止頻率很低，只允許電壓 vg中近似直流的電壓分量通過，這個電壓控制壓控振蕩器的輸出電壓相位，使 (φθ)盡可能地小。當φ=θ時，vg=0。壓控振蕩器的輸出電壓va就是科斯塔斯環提取出的載波。

2 高速傳輸鏈路相干解調

我國將建設天基信息網絡，滿足全球范圍內的海陸空天多域間的高速信息交互和處理。天基信息網絡由骨干網絡系統和接入網絡系統等部分組成，其中骨干網絡系統節點間傳輸的信息量巨大，達到Gbps量級，如此高的傳輸速率對相干解調提出了更高的要求。高速傳輸相干解調的實現方式大體可分為全數字相干解調、全模擬相干解調和模數混合相干解調3種。

2．1 全數字相干解調［8］

通過數字化混頻信號，利用數字信號處理算法，校正本振光與信號光相位不同步導致的相位誤差，以實現信號解調和接收。該方案的優點是可以利用豐富的數字信號處理算法改善系統的性能。缺點是:① 需要超高速模數轉換(ADC)。該要求不僅是通信速率的最終限制因素，而且是我國目前技術的薄弱環節，受制于別國。② 多普勒頻移使接收信號占據更大的頻率范圍、相位誤差快速變化。不僅迫使接收機必需預留出接收帶寬而導致接收靈敏度惡化，而且需要更高速的ADC和數字運算處理，以實時校正快速變化的相位誤差。③ 系統功耗大。超高速ADC以及大規模數字處理將極大增加接收系統功耗，不適合功耗敏感的星間鏈路。

2．2 全模擬相干解調

通過模擬器件實現本振與信號的相位同步，該方案的優點是不需要高速數字化及其處理過程，避免了超高速ADC的技術壁壘，有效降低了系統功耗。但模擬鎖相環不能實時調整環路帶寬，只能針對單點信號，同時又涉及多方面的高精度控制與驅動等難點技術，目前我國在該方面技術還不成熟，需要進一步深入細致的技術攻關。

2．3 模數混合相干解調

通過模擬電路和數字器件共同實現相干解調。其中誤差提取通過模擬電路實現，環路濾波和本振誤差的調整在FPGA內進行，該方案同時具備了全數字相干解調和全模擬相干解調的優點，既不受AD采樣率和輸入帶寬的限制，同時又避免了高精度模擬控制與驅動，環路帶寬可靈活調整，適合多速率信號相干解調。

綜上所述，針對本文提出的調制方式為BPSK、符號速率為1．5 G符號/s的情況，采用模數混合相干解調最合適，既可以避免對超高速模數轉換(ADC)的依賴，降低系統功耗，又可以增加系統的靈活性。

3 模數混合科斯塔斯鎖相環

模數混合科斯塔斯鎖相環的原理框圖如圖2所示，主要由正交解調、有源濾波、誤差提取、AD采樣和環路濾波等模塊組成。其中，正交解調模塊將輸入的中頻信號變換為I、Q兩路正交基帶信號，得到圖1中的vc、vd信號，再通過有源低通濾波器后變為ve、vf;誤差信號的提取則通過模擬乘法器實現，ve、vf兩電壓相乘后，得到在g點的窄帶濾波器輸入電壓vg;vg信號經 AD采樣之后進入 FPGA，并在FPGA內進行環路濾波，將得到的結果送入本振模塊以調節中頻本振的頻率，實現對輸入信號的跟蹤。

圖2 模數混合科斯塔斯鎖相環原理

3．1 正交混頻塊

正交混調也叫正交基帶變換，其目的是去掉調制信號中的載頻，將信號變到基帶。正交解調模塊的組成如圖3所示，主要包括4個部件［9］:2個混頻器、1個0°功分器和1個90°功分器。基本工作原理是輸入信號經0°功分分別與經90°功分器的2路本振信號進行混頻，產生2路互為正交的零中頻信號I、Q［10］。由于正交混頻直接影響 I、Q之間的幅度平衡度和相位平衡度，因此需要采用器件篩選的辦法實現I、Q之間的匹配。器件選定后，還可以利用電纜的長度差異來補償器件之間的相位不平衡［11］。

圖3 正交解調模塊

3．2 有源濾波模塊

寬帶正交解調器輸出的基帶信號中含有基帶信號和高次諧波的混頻分量，需要用濾波器濾除，常用的濾波器為RC無源濾波器。無源濾波器對通帶頻率信號呈現匹配傳輸，對阻帶濾波信號實現失配而進行反射衰減，從而實現信號頻譜的過濾功能［1 2］。因此，LC、介質等無源濾波器在實現濾波的同時，必然會帶來群時延的惡化。經過群時延補償，能夠實現的群時延指標是ns級。

對于低符號率信號，ns級的群時延遠低于符號周期，帶來的碼間串擾影響不大。但對于 1．5 G符號/s的信號，ns級的群時延已經大于一個符號周期，碼間串擾已經嚴重影響信號質量。因此需要對寬帶濾波技術進行創新，采用線性相位的有源濾波技術，實現基帶信號的濾波。經測試，當傳輸1．5 G符號/s的QPSK信號時，LC濾波和有源線性濾波后的QPSK相點如圖4所示。

圖4 LC濾波與有源濾波QPSK相點

由圖4可以看出，有源線性濾波較LC濾波相點有明顯的改善。這是由于有源濾波器是由有源器件和RC網絡構成，RC網絡對不同頻段提供不同的衰減特性，有源器件具有放大能力，使得有源濾波器能夠提供通帶增益，并能夠克服傳統無源濾波器帶來的諧波失真。本文利用運算放大器 THS3202的帶限特點［1 3］實現低通濾波，同時由于運放濾波的原理是對頻率信號實現選擇性放大，因此可以獲得接近線性的群時延性能。

3．3 誤差提取模塊

由式(7)可以看出，誤差信號的提取需要對基帶I、Q兩路信號進行乘法運算［14］，當傳輸信號為1．5 G符號/s、成型系數為0．5時，I、Q兩路基帶信號的帶寬1．125 GHz，而本振與中頻信號的初始誤差一般在kHz量級，這就要求混頻器的輸入范圍為DC～1．125 GHz，輸出范圍為DC～10 MHz，如此寬的輸入范圍，沒有任何一款混頻器能滿足要求。由于輸入信號的帶寬很寬，因此輸入信號可以不從直流開始，仍能提取出誤差。因此，對于帶寬很寬的基帶信號，輸入信號的頻率不需要從DC開始，只需要盡可能接近DC即可。又因為載波鎖定時誤差為零，所以混頻器的輸出范圍必須從 DC開始。本文選用HEM280－14－3型混頻器，其輸入范圍從10 MHz開始，比較接近DC;輸出范圍從DC開始，可用于誤差信號的提取。

3．4 AD采樣模塊

混頻器輸出的誤差信號需經過AD采樣進入FPGA內，這就要求AD的輸入帶寬也必須從低頻開始［15］。AD的輸入一般為差分輸入，而混頻器的輸出為單端輸出，并且AD在直流耦合模式下需要共模電壓，因此需設計AD前端適配電路。本文采用AD8138芯片作為 AD采樣前端，相對于運放放大器，AD8138在差分信號處理方面具有較大優勢，它不僅像運算放大器一樣易于使用，并且大大簡化了差分信號的放大與驅動，－3 dB帶寬為 320 MHz。因此，能夠實現AD的輸入帶寬能夠從低頻開始，其連接框圖如圖5所示。

圖5 AD8138與AD連接電路

圖5所示的電路是用于驅動AD的前端電路，差分驅動時，AD的性能最佳，失真最小。AD8138可以實現單端到差分轉換，其正負輸出端通過一對49．9 Ω的電阻與AD相應差分輸入端相連，以使AD開關電容前端的影響最小。為獲得最佳性能，該器件采用±5 V電源供電。為了平衡信號源的50 Ω并聯阻抗及其驅動同相輸入端的50 Ω端接電阻，需要在－IN輸入端增加23 Ω，合計523 Ω。

3．5 環路濾波模塊

鎖相環中的環路濾波器實際是一個低通濾波器，由線性元件電阻、電容或運算放大器組成。其目的是讓低頻信號通過，濾出誤差電壓的高頻分量。對于不同結構的環路濾波器，輸出信號的穩定性、頻譜純度等均不相同，由文獻［16］可知不同環路的穩態相差如表1所示。由于本方案應用于同步衛星之間，環路中不存在頻率斜升成分，因此本文環路濾波器選用二階2型環，既能保證穩態相差為零，又能簡化電路復雜度。

表1 不同環路的穩態相差

4 測試結果分析

在L頻段，對符號速率為1．5 G符號/s的BPSK信號進行模數混合載波恢復，并測試了誤碼率性能，測試框圖如圖6所示。

圖6 誤碼率性能測試框圖

開始時，本振與信號起始頻差設定為15 MHz，通過調整噪聲源的功率電平，使系統的誤碼率分別達到使系統的誤碼率分別達到1×10－2和1×10－8之間的各個量級，同時記錄噪聲源的設置值，再分別測量信號功率和各個設置值的噪聲功率，通過計算得出Eb/N0的值，得出模數混合載波恢復方案的誤碼率性能。

圖7為L頻段1．5 G符號/s、BPSK體制、初始頻差為15 MHz的測試曲線，由圖7可以看出，在誤碼率為1×10－7，模數混合載波恢復方案的解調損失較理論值相差小于1 dB，同時在低信噪比的情況下，模數混合載波恢復可以穩定工作。

圖7 誤碼率曲線

5 結束語

本文針對高速星間激光傳輸鏈路在體積、功耗和實現復雜度等方面的要求，重點對全數字相干解調方案和全模擬相干解調方案進行了分析，從工程實現的角度，提出了一種適用于高速傳輸鏈路的模數混合載波恢復方案。該方案充分利用了模擬器件輸入帶寬寬、體積小、功耗低及FPGA處理靈活和精度高的特點，可滿足高速星間激光鏈路在體積、功耗和實現復雜度等方面的要求。

為了提高鎖定時間，減小穩態誤差，環路帶寬設計得比較窄，目前只能實現15 MHz頻差范圍內的快速捕獲。捕獲帶寬小，限制了模數混合載波恢復在起始頻差比較大的傳輸系統中的應用。如何在保證現有性能的情況下增加捕獲帶寬，是需要進一步研究的內容。

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Research on Carrier Recovery Method for High Speed Inter-satellite Links

WU Lei-lei1，JIA He-ping2，HAO Zhi-song1

(1．The 54th Research Instituteof CETC，Shijiazhuang Hebei 050081，China; 2．Communication Network Technology Management Center of the Former Lanzhou Military Region，Lanzhou Gansu 730000，China)

In view of the linited power and volume of the satellite platform，this paper proposes a method of coherent carrier recovery for high speed intersatellite laser transmission link．The method is based on the classical architecture of Costas loop and adopts an analog-digital mixed circuit，in which the error extraction is realized by means of analog multiplier and loop filter，and the adjustment of vibration error is realized in FPGA．The method has such advantages as low complexity and good tracking performance，which is suitable for project implementation．The test results show that the proposed method can realize the carrier recovery for modulation mode of BPSK，symbol rate of 1．5 G symbol/second and initial frequency error of 15 MHz．The demodulation loss is less than 1 dB．

high-speed transmission;carrier recovery;analog-digital mixing;costas loop

TN911

A

1003－3106(2017)02－0078－05

10．3969/j．issn．1003－3106．2017．02．19

武磊磊，賈和平，郝志松．高速星間鏈路的載波恢復方法研究［J］．無線電工程，2017，47(2):78－82．

2016-11-04

國家部委基金資助項目。

武磊磊男，(1987—)，碩士研究生。主要研究方向:衛星激光通信。

賈和平男，(1968—)，高級工程師。主要研究方向:衛星網絡通信。