高效信道化接收機的信道動態重構技術

歐春湘，吳智杰，任曉松，鄒世源

(北京遙感設備研究所，北京 100854)

高效信道化接收機的信道動態重構技術

歐春湘，吳智杰，任曉松，鄒世源

(北京遙感設備研究所，北京 100854)

對于分布在不同信道且信道個數動態變化的大寬帶中頻信號，往往采用多通道數字接收機，不僅實現復雜且效率低下。為了解決以上問題，提出了一種高效數字信道化接收機的信道動態重構技術。該技術能夠檢測到接收信號所占用的信道個數及位置，動態地配置原型綜合濾波器以適應信號帶寬，將分布在若干個連續信道的子信號重構還原為一個完整接收信號。通過仿真實驗驗證了提出的數字接收機結構的有效性和可行性。

數字信道化接收機; 多相濾波; 信號重構; 動態信道化; Cordic算法; 高效率

0 引言

數字信道化接收機具有寬輸入、高分辨率、大動態、多信號并行處理和大量信息實時處理的能力，是未來高靈敏度全概率接收機的發展方向。數字信道化接收技術實現過程中，信號帶寬和接收機復雜度是相互制約的2個因素。本文提出一種部分信道可動態重構的數字信道化接收機，以動態地適應輸入信號帶寬。基本思路是先采用原型分析濾波器組將大寬帶中頻信號分解成若干個子信號，分布在若干個連續信道；通過能量檢測環節檢測到子信號所在的子信道位置及個數；動態地設計相應的綜合濾波器組，最后以對應的子信號為輸入，利用相應的綜合濾波器組重構輸入信號[1]。

1 數字信道化接收機基本原理

1.1 基本概念

數字信道化是指將數字信號輸入一個網絡，均勻分成若干個子頻帶信號輸出。數字信道化能將高速率的采樣數據分解成多路低速率的數據，每路輸出對應不同的頻帶[2]。實信號信道化接收機的原理結構圖如圖1所示[3]。

圖1 信號信道化接收機的原理結構圖Fig.1 Construction of channelized receiver

在圖1中，首先把第k個子頻帶移至基帶，然后通過后接的低通濾波器hLP(n)濾出對應的子頻帶。由于經復本振混頻及低通濾波后的信號為復信號，且帶寬為π/D，故可進行2D倍的抽取降低數據率以減少后續硬件實現難度，且不改變原信號頻譜結構。

1.2 信道的劃分

由于實信號的頻譜對稱性，只能在[0, π]上劃分信道，但為了后續推導多相濾波的高效信道化接收機結構，將所有信道分布在[0, 2π]整個頻譜。實信號信道劃分如圖2所示。

如圖2所示，將整個頻譜劃分成D=8個信道，用實線表示的主像和用虛線表示的鏡像交替出現，

主像的信道間隔為2π/D。

其中角頻率ωk由式(1)確定：

(1)

低通濾波器hLP(n)的頻率特性hLP(ω)為

(2)

2 高效多相濾波信道化接收機

圖2所示的信道化接收機實現困難，尤其當信道數多時，圖中的低通濾波器的階數會變得非常大，而且每一個信道分配一個濾波器，實現效率非常低，工程上難以實現[4-6]。以圖1作為原始結構推導出基于多相濾波技術實現的信道化接收機[3,7]。

(3)

式中：s(n)為接收信號；ωk為中心角頻；h(n)為低通濾波器系數；2D為抽取倍數。

令

(4)

式中：

(5)

(6)

則有

(7)

圖2 信道劃分圖(D=8)Fig.2 Distribution of channels (D=8)

(8)

根據以上推導，得出實信號高效多相濾波信道化接收機結構模型，如圖3所示。

在以上結構中，系統復雜度和數據速率大大降低，實時處理能力得到提高。該高效結構有如下優點[8-10]：

(1) 各支路共用一個原型低通濾波器，每個信道的原型分析濾波器組h0(m)-hD-1(m)是原型低通濾波器hLP(n)的抽樣值，抽樣值的大小等于信道數的數目，系統設計復雜性下降。

(2) 在求得多相濾波結果的基礎上，用FFT一次就可將各支路信號搬到基帶上去，不必各信道分別進行下變頻計算，提高了計算效率。

(3) 由于采用了多相結構，抽取提在最前面，后續信號的采樣率下降，有利于后續的硬件處理。

3 信道動態重構技術

采用原型分析濾波器組對寬帶中頻信號進行分析濾波分解處理后，使得各信道的信號均下變頻至基帶，即得到復基帶信號[11-13]。對各信道基帶信號進行能量檢測，篩選出有信號的信道。根據選中信道的個數將選中信道內信號進行頻譜壓縮后低通濾波，再將信號上變頻至不同頻帶，由此得到重構信號[14]。

3.1 能量檢測

由于Cordic算法運算簡單，只需要加、減、移位邏輯運算，因此本文采用Cordic算法提取各信道輸出的復基帶信號y0(m)-yD-1(m)的瞬時特征[15-16]：瞬時幅度α(n)、瞬時相位φ(n)、瞬時頻率f(n)。若瞬時幅度α(n)的均值A超過閾值v則觸發頻寬判斷；否則放棄該信道。將某信道內信號的瞬時頻率f(n)的均值F作為該信號的頻寬，若該頻寬小于分析帶寬f1的1/4，則判定該信號屬于該信道。

3.2 信號重構

假設能量檢測模塊判定有Q個信道涵蓋了有用信號，則接下來對這Q路信號進行重構。圖4給出了實現共Q路子信道信號重構的原理圖。

經過2Q倍內插后的信號頻譜為原始序列頻譜經2Q倍壓縮后得到的譜。G(n)為原型低通濾波器，用來抑制信號經2Q倍插值后產生的鏡像。G(n)的頻率特性由能量檢測出的信道個數Q有關，如式(9)所示。后接內插上變頻，將信號搬到更高頻帶上去，頻帶中心頻點由式(10)確定。

(9)

(10)

將原型低通濾波器G(n)多相分解，再將內插2Q倍后移，得到均勻Q路原型綜合濾波器組的多相結構[17]，如圖5所示。由多相濾波器的形成原理可知，每個信道均勻Q路原型綜合濾波器組中的濾波器組R0(n)-RQ-1(n)為原型低通濾波器G(n)的抽取值，抽樣值的大小等于要綜合的信道數Q。

圖3 高效多相濾波信道化接收機結構模型(實信號)Fig.3 Construction of efficient polyphase filter channelized receiver (real signal)

圖4 Q路信號重構原理圖Fig.4 Schematic diagram of Q channels signal reconstruction

具體推導過程與高效多相濾波信道化接收機的推導過程類似，不再贅述。

圖5 基于多相濾波的Q路信號重構高效結構Fig.5 Efficient construction of Q channels signal reconstruction based on polyphase filter

3.3 動態綜合濾波器組的實現

當有Q路信道需要綜合時，原型低通濾波器G(n)的頻帶寬度為π/2Q。假設對G(n)進行N倍抽取，抽取后濾波器頻譜為原始頻譜經頻移和N倍展寬后的N個頻譜的疊加和，抽取后濾波器通帶頻寬變為πN/2Q。因此動態綜合濾波器組R0(n)-RT-1(n)的實現步驟如下：

(1) 確定最寬信道覆蓋子帶數目Qm，產生頻帶寬度為π/2Q的低通濾波器Gm(n)。

(2) 根據能量檢測模塊得出需綜合信道個數為T。

(3) 對低通濾波器Gm(n)進行Qm/T倍抽取，得到新的低通濾波器T(n)，其頻帶寬度為π/2T。

(4) 對低通濾波器T(n)進行抽取，抽樣值的大小等于要綜合的信道數，得到動態綜合濾波器組R0(n)-RT-1(n)。

4 仿真校驗

4.1 信號分解仿真

假設接收機接收到采樣率fs=960 MHz的4個單脈沖載波信號。將整個頻帶劃分K=8(0～7)個信道，每個信道帶寬Δf=960 MHz/2/K=60 MHz，抽取倍數2D=16。將接收信號設置在第0～3信道，信號距中心頻點ω0-ω3的頻偏fbia0-fbia3分別為3.5 MHz,7.5 MHz,-12.5 MHz,15 MHz。用firpm函數生成原型低通濾波器，通帶截止頻率18 MHz，阻帶起始頻率30 MHz。

輸入信號頻譜如圖6a)所示，從左到右依次為

圖6 輸入與分解信號頻譜Fig.6 Frequency spectrum of input signal and sub-signals

分布在第0～3信道的單脈沖載波信號。經過原始分析濾波器組分解后的信號頻譜如圖6b),6c)所示。

4.2 能量檢測仿真

利用Cordic算法測量分解信號的瞬時幅度、瞬時頻率，分別如圖7所示。從圖7a),b)可以看出，含有輸入信號的第0～3信道的幅度值明顯高于第4～7信道。圖8a)中第0～3信道信號的頻率平均值，分別為3.384 MHz,7.481 MHz,-12.455 MHz,14.861 MHz，與設置的輸入信號頻偏保持一致。

圖7 子信號幅度Fig.7 Amplitude of sub-signals

4.3 信號重構仿真

將能量檢測出的第0～3信道的分解信號進行信號重構，重新構造成含有該4個分解信號的一個信號。分解信號需要經過2Q=8倍內插，重構信號頻率fout=60 MHz×8=480 MHz。重構實信號頻譜如圖9所示。

圖8 子信號頻率Fig.8 Frequency of sub-signals

圖9 重構實信號頻譜圖Fig.9 Frequency spectrum of reconstructed signal

圖9中脈沖從左到右分別對應第0，3，1，2信道的信號，頻率值分別為

fact0=33.75 MHz,

fact1=105 MHz,

fact2=157.5 MHz,

fact3=196.9 MHz.

(11)

由設置的輸入信號頻偏得到理論值為

fcal0=30 MHz+3.5 MHz=33.5 MHz,

fcal1=90 MHz+15 MHz=105 MHz,

fcal2=150 MHz+7.5 MHz=157.5 MHz,

fcal3=210 MHz-12.5 MHz=197.5 MHz.

(12)

由式(11)，(12)可知，經過信號重構過程能夠將分解在各信道的子信號準確地重構成一個實信號輸出。

5 結束語

本文討論了基于高效數字信道化接收機的信道動態重構方法。首先推導了信道化接收機的高效多相濾波結構，采用該高效結構能夠降低數據率以及后續硬件實現難度。采用Cordic算法對分解信號進行瞬時特征提取，準確判定存在輸入信號的信道。對選中信道的信號進行頻譜壓縮和上變頻，得到包含分解在各信道信號的一個實信號。由以上仿真可知，該方法精確重構了所有的輸入信號。

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Channel Dynamic Reconstruction Technology of Efficient Channelized Receiver

OU Chun-xiang, WU Zhi-jie, REN Xiao-song, ZOU Shi-yuan

(Beijing Institute of Remote Sensing Equipment, Beijing 100854, China)

For big wideband received signal distributed in different channels and the number of channels is random, the multiply channels receiver is always used. But the construction of multiply channels receiver is complex and the efficiency is low. An efficient dynamic digital channelized receiver based on a channel reconstruction technology is proposed. The number and the position of the channels can be detected so that the prototype synthesis filter is configured to adapt to the bandwidth dynamically. The sub-signals in different channels can be reconstructed to a complete signal. The simulation experiments show the proposed algorithm is effective and feasible.

digital channelized receiver; polyphase filter; signal reconstruction; dynamic channelization; Cordic algorithm; high efficiency

2015-12-12；

2016-09-01 基金項目：有 作者簡介：歐春湘(1988-)，女，江西贛州人。工程師，博士生，主要從事基帶信號處理。

10.3969/j.issn.1009-086x.2017.01.017

TN911; TP391.9

A

1009-086X(2017)-01-0093-06

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