一種基于NIOS的雙極性相控高壓脈沖信號源設計

郝憲鋒， 成向陽， 賈 朋

(中國石油大學 a.信息與控制工程學院； b.非常規油氣與新能源研究院；c.機電工程學院,山東 青島 266580)

一種基于NIOS的雙極性相控高壓脈沖信號源設計

郝憲鋒a， 成向陽b， 賈 朋c

(中國石油大學 a.信息與控制工程學院； b.非常規油氣與新能源研究院；c.機電工程學院,山東 青島 266580)

通過分析相控聲波測井技術對高壓激勵信號源的需求，提出了一種基于NIOS的雙極性相控高壓脈沖信號源設計方案。選用具備NIOS處理器的FPGA芯片作為控制器，提高了系統邏輯處理的靈活性，降低了外圍電路的復雜程度。利用高壓儲能電容作為儲能元件，結合電阻分壓電路和AD采樣芯片構成閉環幅度控制回路，保證了脈沖幅度的準確性。利用浮地驅動芯片和高速MOSFET構成脈沖驅動及轉換電路，實現了脈沖信號的雙極性轉換及功率放大。利用最小二乘法對輸出脈沖進行幅度和脈寬修正，提高了脈沖幅度和寬度的精度。實驗結果表明：該脈沖信號源可產生幅度范圍在-300～300 V，脈沖寬度范圍在200 ns～10 ms的雙極性高壓方波脈沖，且脈沖幅度、脈沖寬度、發射頻率、通道延時等參數均可靈活調節，為聲波相控測井技術的應用提供了必要的硬件支持。

高壓脈沖; 雙極性轉換; 相控; 浮地驅動; 幅度修正

0 引 言

近年來，隨著電子、信息處理技術和計算機技術的迅猛發展，聲波測井技術得到了飛速發展，相關的測井儀器也不斷更新換代。新一代的測井儀器將朝著陣列化和相控方向發展。以井下聲波的定向輻射和定向接收為最主要特征的相控聲波測井技術成為研究熱點，它也為研究井下聲波成像測井技術奠定了基礎[1-3]。

在相控聲波技術中，通過選擇相控線陣換能器陣元個數、激勵順序、激勵間隔、激勵強度和聲源頻率等參數，可以實現幅度聲束偏轉和聲束主瓣角寬度的控制，使得輻射的聲波具有指向性。不同的輻射聲場強度，有助于增大探測深度、提高測量信號的信噪比，提高測量分辨率。相控陣聲波換能器通常有十幾片或上百片，盡管一次只需要激勵換能器陣列中的一部分單元，但有些情況下也需要幾十個通道同時激勵，為了實現有效的相控激勵，要求脈沖信號源的輸出幅度、脈寬、頻率、通道間延時時間和通道發射順序均可精準調節。常規的高壓脈沖實現方式是通過脈沖變壓器實現的，當輸出通道較多時，電路變得非常龐大和復雜，不容易實現。而且脈沖的寬度和波形主要受激勵變壓器次級參數和發射換能器自身參數的控制，不能實現精準的脈沖寬度和前后沿控制[4-7]。

本文結合相控聲波測井技術對高壓激勵信號源的需求，研制了一臺基于電容充放電控制和NIOS內核的雙極性相控高壓脈沖信號源。

1 系統設計概述

1.1 設計指標

系統設計的核心是產生雙極性多參數可變的高壓脈沖，基本原理是精確控制電容充電儲能和放電激勵。脈沖電源的設計滿足以下設計要求：

(1) 脈沖寬度可調，輸出范圍200 ns～10 ms。

(2) 脈沖幅度可調，輸出范圍-300～300 V。

(3) 激勵頻率可調，調節范圍0.5～5 s。

(4) 通道間延時可調，延時范圍0～10 ms，步長20 ns。

(5) 通道發射順序可任意組合調節，各通道均具有發射使能控制。

(6) 脈沖前后沿陡峭，上升和下降時間<100 ns。

(7) 觸發方式可選，分為內出發和外觸發。

(8) 具有良好的人機界面，便于操作。

1.2 系統組成

系統組成如圖1所示，主要包括上位機控制軟件、基于NIOS軟核的FPGA控制器、高壓直流電源、充放電控制單元、電能儲能單元、電壓采樣分壓單元、高壓開關前級驅動單元和高壓開關切換單元。

圖1 系統結構框圖

上位機采用VC6.0編寫，用戶通過上位機可直觀地設置各通道參數。通過串口下發參數及控制命令，實現了良好的人際交互。另外，用戶可將常用設置保存為配置文件，下次操作時可直接調用。系統控制器選用了ALTERA公司的EP3C25Q240C8,該芯片是具有NIOS內核的FPGA芯片，便于實現各通道間嚴格的時序控制和復雜的邏輯控制，而且能簡化整個系統外圍電路設計工作量，提高系統的可靠性[8-9]。高壓直流電源選用開關型直流電源，為系統提供高壓直流電壓。控制器利用充放電控制單元和電壓分壓采集單元構成閉環控制回路，實時檢測電容儲能單元電容電壓幅度，當電壓達到預設值時，停止對電容充電，每次發射結束后，通過放電回路將電容上多余的電荷釋放掉。前級驅動單元和高壓開關切換單元實現了高壓脈沖信號的功率放大和雙極性轉換。另外，脈沖信號源上位機和下位機之間采用串口方式通信，由于信號源輸出通道多，而且每個通道包括幅度、脈寬、延時時間等多個參數，數據量較大，設計中制定了專用的串口通信協議，實現了數據和命令的高效傳輸。

1.3 工作過程

用戶利用上位機軟件，設置各通道相關參數，然后通過串口將數據和命令下傳送至基于NIOS內核的控制器，控制器利用外觸發信號或內觸發定時模式啟動信號源工作，同時為采集系統提供同步信號。控制器對接收到的串口數據進行解析，根據所解析命令設置FPGA寄存器、定時器參數，然后根據嚴格的預設邏輯順序輸出脈沖信號。該信號經過前級驅動單元，完成了幅度抬升和懸浮隔離驅動。再經過高壓開關切換及驅動單元，實現了脈沖換向及功率放大。

2 關鍵技術設計

2.1 雙極性轉換電路

雙極性轉換電路的原理圖如圖2所示，HV為高壓直流電源，Q1、Q2、Q3、Q4為高速MOSFET，起到開關作用，T1是換能器負載。4個MOSFET構成了橋式脈沖換向控制單元的核心，換能器接到橋路的兩個中間點，通過改變MOSFET的導通順序即可在換能器上得到不同極性的激勵脈沖[10-12]。與地相連的兩個開關Q2和Q4定義為低位開關，與高壓直流電源相連的兩個開關定義為高位開關，換能器定義為上正下負，正向激勵過程可描述如下：①初始狀態下，低位開關Q2和Q4一直接通。②斷開低位開關Q4，經過短暫的延時后打開高位開關Q1，電流由Q1流向Q2，換能器開始正向充電，得到正向脈沖前沿。③預設脈沖寬度時刻到來時，斷開高位開關Q1，經過短暫的延時后接通低位開關Q4，形成正向脈沖的后沿。

圖2 雙極性高壓脈沖產生原理圖

負向激勵過程可描述如下：①初始狀態下，低位開關Q2和Q4一直接通。②斷開低位開關Q2，經過短暫的延時后打開高位開關Q3，電流由Q3流向Q4，換能器開始正向充電，得到負向脈沖前沿。③預設脈沖寬度時刻到來時，斷開高位開關Q3，經過短暫的延時后接通低位開關Q2，形成負向脈沖的后沿。開關切換過程均在FPGA的嚴格時序約束下完成，從而保證了MOSFET的安全性。一旦出現Q1、Q4或者Q2、Q3同時導通的情況，將造成相應回路電流劇增，燒毀MOSFET。

2.2 浮地驅動單元設計

如圖2所示，利用高壓開關Q1～Q4實現了雙極性高壓脈沖轉換輸出，但需要對高位開關Q1和Q3進行隔離驅動。為了解決這一問題，選用了美國IR公司生產的一款具有高壓懸浮驅動能力的芯片IR2110S，該芯片兼具了光耦體積小和電磁隔離速度快的優點，并且具有獨立的低端和高端輸入通道。其懸浮電源采用自舉電路，高端電壓可達500 V。其工作頻率可達500 kHz，開通時間為120 ns，關斷時間為94 ns，滿足設計需求[13]。

浮地驅動電路原理圖如圖3所示，采用兩片IR2110S、4只高速MOSFET及部分外圍電路，組成了雙極性浮地驅動電路。S1～S4是來自控制器的邏輯控制信號，高電平期間分別控制Q1～Q4導通。DGND為數字地，3.3 V為數字電源。R1～R4為IR2110S輸入限流電阻，當后級電路出現故障時，防止因電流過大燒毀控制器I/O端口。IR2110S通過外置二極管D1和電容C1完成電壓自舉，12 V為模擬電壓，AGND為模擬地，ISOG1、ISOG2為隔離地，H1～H4是經過電壓抬升的控制信號，HV是來自儲能電容的可調高壓電源，Q1～Q4是高壓快速型MOSFET。R11、R22、R33、R44分別是Q1、Q2、Q3、Q4的柵極限流電阻，其電阻值選取要根據實際情況作調整，電阻值過小將增大IR2110S輸出電流，其輸出端波形容易產生震蕩；電阻值過大將延長MOSFET開通時間，不利于窄脈沖的產生[14-15]。

圖3 浮地驅動電路原理圖

假定在發射信號S1低電平之前，C1已經充滿電，當S1變為高電平時，H1輸出高電平，此時電容C1可以等效為一個電壓源，經由內部MOSFET、Q1柵極和源極構成放電回路，使得Q1導通，高電壓HV經Q1輸出至換能器上端。S1變高電平的同時，S2也變為高電平，使得H2輸出高電平，MOSFET Q2導通，此時12V模擬電壓經過二極管D2、C2及Q2構成回路，為C2充電。此時由于MOSFET Q1和Q2導通，換能器上得到上正下負的電壓，獲得高壓正向激勵脈沖，此時換能器進入短暫的正向發射周期。由于發射邏輯信號S1～S4是高低交替變化的，故C1和C2將在不斷的充電、放電中完成自舉，從而實現雙極性脈沖的交替發射。自舉懸浮驅動功能減少了隔離電源的使用，簡化了電路的設計。

2.3 脈沖幅度和寬度修正

脈沖幅度設計中，采用電阻分壓網絡對輸出電壓進行分壓，然后由控制器對其進行AD采樣，并與幅度設定值進行比較，從而實現幅度閉環控制。然而，由于元器件誤差、AD采樣誤差等原因，實際輸出幅度存在較大誤差，尤其是在幅度較小時，誤差較大。因此需對脈沖幅度進行修正，以提高其精度。利用最小二乘法對各通道所測多組數據進行一次直線擬合[16]。首先設置多組脈沖幅度數據，然后利用示波器依次測量輸出脈沖幅度，并作記錄。為了描述方便，將預設脈沖幅度記作U，將示波器所測脈沖寬度記作U′。并把U′看成是U的一次線性函數，A和B為常數，設所求的直線方程為

(1)

由定擬合直線的最小二乘法知，擬合直線的斜率和截距分別為：

(2)

(3)

把實驗數據U和U′代入式(2)、(3),求出A、B，便得到了直線的擬合方程：

(4)

表1 脈沖幅度數據表

脈沖寬度設計中，利用FPGA對分頻后的系統時鐘進行計數，產生預設脈寬信號，該信號精度高。然而經過多級驅動電路傳遞，輸出高壓信號的脈沖寬度受到器件性能(MOSFET和IR2110S都有開通和關斷時間，而且不同器件有差異)、電路板走線造成時間延時等多種因素的影響，其實際輸出與預設脈沖寬度存在一定誤差，尤其是輸出窄脈沖時，誤差更大。為了提高輸出信號脈寬的精度，同樣利用最小二乘法對各通道進行修正，得到了更高精度的輸出，方法與脈沖寬度校準相同。

3 實驗結果

高壓脈沖信號源研制完成后，以壓電陶瓷晶體聲波測井換能器作為負載，進行性能測試，利用數字存儲示波器采集了多組輸出波形。波形采集分為帶負載和不帶負載兩種情形，之后對實驗結果進行分析。另外，根據各通道實際波形輸出情況，進行了通道延時修正。

正向、負向寬脈沖輸出波形如圖4所示，其輸出幅值均為300 V，脈沖寬度20 ms。由圖可見，正負脈沖邊沿陡峭，脈寬和幅度精確。系統采用了儲能電容沖放電方式產生脈沖的設計方案，在輸出脈寬較寬、幅度較大的脈沖時，伴隨電容放電，電壓會有小幅度降低，高電平期間幅度有輕微衰減。但是幅度下降很小，基本不影響換能器等負載激勵效果。

(a) 正向

(b) 負向

圖4 正向、負向寬脈沖波形(幅度：300 V, 脈寬：20 ms)

功率放大級所選前級驅動芯片及開關管導通和關斷都需要一定時間，另外，在輸出大幅度、窄脈沖時，聲波測井換能器負載對輸出波形的影響也較為明顯。輸出脈沖過窄時，幅度下降明顯，而且波形邊沿易發生畸變。因此，信號源輸出脈沖寬度有最小限制，實際測試結果表明，在保證300 V幅度前提下，信號源能輸出的最小脈寬為200 ns。圖5所示為無換能器(a)和有換能器(b)負載條件下的輸出波形，由圖6(b)可見，有負載情況下，波形頂端有小幅震蕩，脈沖上升和下降時間約為50 ns，邊沿清晰，無明顯畸變，滿足應用需求。

(a) 換向器

(b) 有換向器

圖6 無換向器和有負載情況下正向窄脈沖波形

由于各通道元器件參數之間存在差異，因此，即使同時觸發，各通道實際輸出的高壓脈沖之間也存在一定時間差。圖7所示為校正前、后兩個通道的實測波形，由圖7(a)可見，通道間時差實測值在20 ns左右。

(a) 校正前

(b) 校正后

圖7 校準前、后通道1和通道2輸出波形

為消除這一差值，在通道1中加入20 ns的發射延時進行修正。修正后的結果見圖7(b)，可以看出，兩通道之間基本消除了時間差，獲得了更好的通道一致性。

4 結 語

多通道高壓脈沖信號源具有多通道、雙極性、通道間延時可調和相控觸發等特點，滿足換能器陣列有序激勵的需求，已經成功應用到了相控聲波測井實驗中，得到了良好的使用效果。但是還存在以下幾點需要做進一步改進和完善：

(1) 脈沖幅度只能做到300 V，可以選用更高電壓的開關電源和更高耐壓的器件，進一步提高輸出脈沖的幅度。

(2) 由于采用電容充放電方式得到高壓脈沖信號，電容充放電需要一定時間，故脈沖的輸出頻率受到了限制，可以考慮增大充放電電流或者采用其他方案以進一步提高脈沖輸出頻率。

(3) 選用更快速的隔離驅動芯片和功率開關器件，得到脈沖寬度更窄、負載適應性更好的高壓脈沖。

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One Type of High Voltage Bipolar and Phase-Controlled Square Pulser Based on NIOS

HAOXianfenga,CHENXiangyangb,JIAPengc

(a. School of Information and Control Engineering, b. Research Institute of Unconventional Oil and Gas and New Energy, c. School of Mechanical and Electrical Engineering, China University of Petroleum, Qingdao 266580, Shandong, China)

Based on the analysis of the requirement of the high voltage signal source, a design scheme of bipolar phase-controlled high voltage pulse signal source based on NIOS is proposed. The FPGA chip with NIOS processor is used as the controller, it improves the flexibility of the system logic processing and reduces the complexity of the peripheral circuit. The high voltage energy storage capacitor is used as the energy storage element. With the resistance voltage dividing circuit and a kind of AD sampling chip, a closed loop amplitude control loop is formed. By using the floating driving chip and the high speed MOSFET, the pulse drive and conversion circuit are formed, and the bipolar conversion and power amplification of the pulse signal are realized. By using the least square method, the amplitude and pulse width of the output pulse are corrected, and the precision of the pulse amplitude and width is increased. Experimental results show that the pulse signal source amplitude range is flexible in the -300—300 V, bipolar pulse width in 200 ns—10 ms. Pulse amplitude, pulse width, transmission frequency, channel delay and other parameters can be adjusted flexibly. It provides the necessary hardware support for the application of sonic logging technology.

high voltage pulse; bipolar conversion; phase-controlled; levitation drive; amplitude correction

2016-05-23

國家自然科學基金青年基金項目(51404289)

郝憲鋒(1980-)，男，山東東營人，碩士，工程師，主要從事智能儀器儀表研究與開發。

Tel.：18678460769; E-mail：haoxf@upc.edu.cn

TN 782

A

1006-7167(2017)02-0062-05