市電平衡式光伏發電系統雙PWM變流器的研究

陳國定，周 凱，宋 迪，李 俊，繆克俊(浙江工業大學 信息工程學院，浙江 杭州 310023)

市電平衡式光伏發電系統雙PWM變流器的研究

陳國定，周 凱，宋 迪，李 俊，繆克俊
(浙江工業大學 信息工程學院，浙江 杭州 310023)

針對市電平衡式光伏發電系統與電網之間存在能量雙向流動問題，研究雙PWM變流器控制.根據三相雙PWM變流器的電路拓撲結構搭建了基于dq坐標的數學模型，并結合空間矢量調制、三相鎖相環設計了系統的雙閉環控制策略及雙PWM變流器的協調控制策略.根據系統功率平衡的實際需求，設計了直流側電容、交流側濾波電感的參數.仿真和實驗樣機驗證了系統控制策略的有效性及雙PWM變流器實現市電平衡式光伏發電系統中功率平衡的可行性.

光伏發電；能量雙向流動；PWM變流器；雙閉環控制；參數設計

隨著能源危機日漸加劇，太陽能因其分布廣泛、清潔無污染等優勢得到廣泛關注.目前對光伏發電的研究主要集中在光伏并網技術上，已有許多光伏發電站進入投產階段[1]，而對于小型光伏逆變系統中能量雙向流動的問題還停留在研究階段[2].在市電平衡式光伏發電系統中，光伏電池板經逆變后得到的交流輸出給特定負載供電，但光伏輸出功率與負載所需功率不平衡會造成能源浪費、負載工作不穩定等問題.則當負載所需的功率大于光伏電池輸出的功率時，系統需從電網汲取不足的功率保證負載的穩定運行；反之，系統將光伏板輸出多余的功率反饋至電網，充分利用太陽能，實現功率平衡.因此，實現光伏發電系統與電網之間的功率平衡是目前需要解決問題，而實現功率平衡的關鍵在于實現系統與電網之間的能量雙向流動.

隨著電力電子技術的不斷發展，雙PWM變流器因具備能量雙向流動、交流側功率因數可調、直流電壓可調以及輸出諧波含量少等優點[3]，在太陽能、風能等各個領域中得到了越來越廣泛的應用.文獻[4-5]研究了背靠背雙PWM變流器的數學模型和控制策略，證明雙PWM變流器具有可同時實現交流側電壓跟蹤、直流側電壓恒定以及功率四象限獨立調節的控制功能；文獻[6]利用雙PWM變流器接入配電網，用于改善微網的電壓質量，減少電網污染.結合以上理論研究，針對市電平衡式光伏發電系統與電網之間存在能量雙向流動問題，以三相雙PWM變流器為研究對象，根據電路的拓撲結構構建數學模型，設計基于PI控制的雙閉環控制策略.同時根據并網系統的實際需求進行參數的選擇.最后搭建了三相雙PWM變流器控制系統實驗樣機，通過仿真和實驗結果驗證控制策略的正確性，滿足系統設計要求.

1 三相雙PWM變流器數學模型

三相電壓型雙PWM變流器主電路拓撲如圖1所示，該電路采用完全對稱的結構，由2個三相PWM整流器VSC1和VSC2組成，通常是一個處在整流狀態，而另一個則工作在逆變狀態，通過直流支撐電容C連接，構成了AC-DC-AC的能量流動.為了穩定直流母線電壓，直流支撐電容通常采用大容量進行儲能濾波.由于兩個PWM變流器拓撲結構完全對稱，主要針對VSC1建立數學模型.

圖1 三相雙PWM變流器主電路拓撲Fig.1 Main circuit topology of three-phase Dual PWM converter

三相PWM整流器VSC1采用可控器件IGBT與反并聯的續流二極管構成開關元器件，為了避免系統出現短路，在建立系統數學模型之前，首先定義對應的邏輯開關函數Si(i=a,b,c)其表達式為

(1)

為了便于分析，暫不考慮交流側濾波電容Cr.圖1中：Esa，Esb，Esc為交流側三相電動勢；ia，ib，ic為交流側三相電流；Udc為直流側直流電壓；idc為直流側負載電流；C為直流側支撐電容；L為交流側濾波電感，R為線路等效內阻.通過對交流側三相電流的采樣，經過Clarke和Park變換，得到了基于兩相dq旋轉坐標系下的三相PWM整流器的數學模型為

(2)

式中：ud=Udcsd，uq=Udcsq；id，iq分別為ia，ib，ic的dq軸分量；sd，sq分別為sa，sb，sc的dq軸分量；ed，eq分別為Esa，Esb，Esc的dq軸分量.則VSC1系統模型結構如圖2所示.

圖2 同步旋轉dq坐標系下的三相PWM整流器的數學模型Fig.2 Mathematical model of three-phase PWM rectifier based on synchronous rotatingd-qcoordinate system

根據電網電壓定向的矢量控制(VOC)的控制思想[7]，在三相PWM整流器系統中，忽略系統電路內部損耗，設定直流電壓Udc恒定的情況下，根據瞬時功率理論計算可得VSC1的有功功率P和無功功率Q表達式為

(3)

2 三相雙PWM變流器的控制策略

三相PWM整流器VSC1控制采用雙閉環控制，其中采用直流側輸出電壓反饋作為外環控制，用來確定交流側電流id，iq的目標參考值；采用交流側電流反饋作為內環控制，用于控制輸出的調制電壓.

根據式(2)表明：三相PWM整流器的dq軸電流，不僅受控制量ed，eq的影響，還受電流交叉耦合項ωLid，ωLiq，等效內阻上的電壓降Rid，Riq以及電網電壓ud，uq的影響.為實現對dq軸電流的有效控制，消除dq軸之間的電流耦合和電網電壓擾動，將式(2)改寫成

(4)

其中：

(5)

將式(5)代入式(2)可得交流側電壓參考值為

(6)

根據式(6)，結合三相鎖相環及空間矢量調制(SVPWM)可以得到帶解耦和電網電壓擾動補償的三相PWM整流器雙閉環控制原理圖[10]，如圖3所示.

圖3 三相PWM整流器雙閉環控制原理圖Fig.3 Double closed loop control principle diagram of three-phase PWM rectifier

三相雙PWM變流器(VSC1和VSC2)兩側都采用電網電壓定向的矢量控制，其中VSC1采用電壓電流雙閉環結構，用于維持直流母線電壓的穩定，并且調節交流側的功率因數；而VSC2采用電流內環的單閉環結構，主要用來調節兩側有功功率與無功功率的流動方向.通過上述分析可知：由于加入了前饋解耦，因此最終可以通過控制交流側三相電流的dq軸分量id，iq就能夠實現對有功功率P和無功功率Q的控制.

3 控制系統電路的參數設計

根據設計的實際需求，設定部分參數：額定功率P=600 W；交流側額定相電壓E=110 V；交流側額定相電流I=1.818 A；額定頻率f=50 Hz.主拓撲電路中除了確定三相整流橋外，還需要對直流側支撐電容及交流側濾波電感等參數進行確定和計算.

3.1 直流側電容參數設計

直流側電容主要用來穩定直流母線電壓，緩沖交流側與直流側之間的能量流通.需要根據主電路對直流側電壓跟蹤要求以及提高電壓外環的抗擾動能力的要求來選取電容.

3.1.1 滿足主電路對直流側電壓跟蹤要求

為滿足主電路跟蹤要求，需要提高電壓外環響應速度，直流側應盡量選擇小容量的電容.當直流側電壓未達到額定電壓時，由于限幅作用，外環PI控制器輸出已飽和，此時整流器直流側將以最大限幅電流Idm對電容進行充電其動態過程表現為

(7)

(8)

根據實際應用中各參數選取方法[11]，化簡可得

(9)

3.1.2 滿足抗干擾性的要求

三相整流器直流側電容選取盡量大來限制負載擾動引起的直流電壓的動態壓降，利用動態過程中的電容充放電來計算直流電容的大小，計算公式為

(10)

式中：P為三相逆變器額定功率；Ts為開關周期；ΔVmax為負載擾動時直流電壓的最大動態壓降.

根據式(9，10)確定直流側電容的大致范圍，經過計算選用直流側電容為C=1 410 μF(耐壓450 V)，結合實際指標，并聯3個C=470 μF(耐壓450 V)電解電容代替大電容.

3.2 交流側濾波電感參數設計

交流側濾波電感的設計在雙PWM變流器的控制系統中非常重要[12]，它主要作用：濾除交流側PWM諧波電流，減少對電網的諧波污染；實現三相PWM整流器的四象限運行；提高控制系統穩定性.因此，交流側的濾波電感的參數設計需要滿足兩種情況.

1)滿足三相PWM整流器工作時的功率因數能夠覆蓋-1～1，實現四象限運行.三相PWM整流器矢量關系圖如圖4所示，其中PWM整流器的功率因數角為φ，θ=90°-φ，根據余弦定理可得

|U|2=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2cosθ=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2sinφ

(11)

圖4 三相PWM整流器矢量關系圖Fig.4 Vector diagram of three-phase PWM rectifier

將|UL|=ωL|I|代入式(11)，進一步化簡可得

(12)

式中：ω=2πf；Em為電網相電動勢峰值；Im為電網相電流峰值；Um為三相PWM整流器交流側的相電壓峰值.結合考慮SVPWM的調制方式

(13)

將式(13)代入式(12)可得

(14)

2)滿足電感濾除紋波的要求.三相交流側電感的最小值由交流側電流紋波ΔiL決定，ΔiL一般取10%～20%的額定電流.根據交流側的最大輸出電流紋波ΔiLmax，結合跟蹤性要求，可獲得的參數下限為

(15)

根據式(14，15)，取φ=0，Ts=100 (s，ΔiLmax=20%|I|=0.36 A，最終選擇交流側濾波電感值為L=10 mH(耐流5 A).

4 實驗結果

三相雙PWM變流器可以作為不同相位、頻率和幅值的彼此獨立的兩個電網的端口，實現能量的雙向流動.根據上述三相雙PWM變流器的控制策略及計算電路參數，首先在simulink環境下對系統進行建模仿真驗證.系統參數在實際需求的基礎上，取交流側濾波電感L=10 mH；交流側等效電阻R=0.1 Ω；直流側電容C=1 410 μF；直流側電壓Udc=3E=330 V；PWM開關頻率f=10 kHz.此外，為了區分市電平衡式光伏發電系統中光伏逆變輸出側與電網是兩個不同的電源，設定VSC1的電壓頻率為50 Hz，相位為0；VSC2的電壓頻率為60 Hz，相位為π/2.

首先給定三相雙PWM變流器控制系統的VSC1啟動時處于整流狀態，在0.15 s時從整流狀態切換到逆變狀態，在0.3 s時在從逆變狀態切換回整流狀態，VSC2工作在VSC1的逆狀態.圖5，6分別表示直流母線電壓、VSC1和VSC2的A相交流電壓電流的工作狀態，可以看出三相雙PWM變流器可以在整流與逆變的狀態之間相互切換，實現能量雙向流動.

圖5 直流母線電壓波形圖Fig.5 Waveform of DC bus voltage

圖6 VSC1和VSC2的A相交流電壓電流波形圖Fig.6 Voltage and current waveform of phase A in VSC1 and VSC2

圖7為三相雙PWM變流器VSC1和VSC2的功率流動圖，從圖7中可以看出：二者無功功率為0，有功功率為600 W，實現了解耦功率控制.同時VSC1工作在整流狀態時，VSC2工作在逆變狀態，二者有功功率相反，表明能量由VSC1流向VSC2，而0.15 s后二者進行了反向傳輸，充分驗證了控制策略的正確性，符合系統功率平衡的要求.

圖7 三相雙PWM變流器VSC1和VSC2的功率波形圖Fig.7 Power waveform of three-phase Dual PWM converter in VSC1 and VSC2

最后根據計算的參數搭建了樣機，為了符合實際需求，這里設定VSC1和VSC2的頻率均為50 Hz.為了便于分析，將得到的波形圖建立坐標系得到如圖8所示，其中圖8(a，b)分別表示VSC1工作在整流狀態VSC2工作在逆變狀態下的電壓電流波形，從圖8中可以看出：直流側電壓在330 V保持穩定，VSC1的交流側電流與電壓同相位，功率因數為1，VSC2的交流側電流與電壓相位相反，功率因數為-1，符合系統設計要求.

圖8 VSC1工作在整流狀態VSC2工作在逆變狀態下的電壓電流波形Fig.8 Voltage and current waveform with VSC1 in rectifier state and VSC2 in inverter state

5 結 論

針對市電平衡式光伏發電系統與電網之間存在能量雙向流動問題，采用雙向PWM變流器，分析了其拓撲結構，建立了系統數學模型，搭建了電壓外環、電流內環的雙閉環控制模型，提高了直流側電壓利用率，實現了解耦控制.在理論研究的基礎上，設計了控制系統中包括直流側電容、交流側濾波電感在內的參數，保證系統的穩定運行.經仿真和實驗驗證了系統控制策略的正確性，能夠實現三相雙PWM變流器系統的能量雙向流動，滿足實現功率平衡的實際需求，并保證系統工作在高功率因數下，該實驗系統的設計與實現對于市電平衡式光伏發電系統的研究具有一定的促進意義.

[1] 陳國定,鐘引帆,揭飛.非隔離光伏并網逆變器共模電流抑制研究[J].浙江工業大學學報,2015,43(6):565-659.

[2] 靳恒,姜世公,王衛.光伏并網系統能量雙向流動控制策略研究[J].電源學報,2011(3):21-26.

[3] 王幫亭.三相雙向PWM整流器模型與控制電路設計[J].電子科技,2015,28(8):53-59.

[4] DIONISIO R, CARLOS V, FRANCISCO B. Adaptation of floating point DSP-based technology for small variable-speed wind turbine[J]. IEEE trans on energy conversion,2007,22(2):376-382.

[5] 何通能,安康,逯峰.基于模糊PI控制的三相船用逆變電源研究[J].浙江工業大學學報,2013,41(2):222-227.

[6] 王強鋼,周念成,顏偉,等.采用背靠背變流器接入配電網改善低壓微網電壓質量的控制設計[J].電工技術學報,2013,28(4):171-181.

[7] 童建平,李瑭,錢如一.綠色節能控制器的設計[J].浙江工業大學學報,2013,41(3):342-354.

[8] 嚴干貴,李軍徽,蔣桂強,等.背靠背電壓源型變流器的非線性解耦矢量控制[J].電工技術學報,2010,25(5):129-135.

[9] 沈陽武,彭曉濤,孫元章.背靠背雙PWM變流器的協調控制策略[J].電網技術,2012,36(1):146-152.

[10] 葛艷華,任曉剛,鄧元實，等.網側變流器電壓定向矢量控制分析與實驗[J].電力電子技術,2012,46(8):19-21.

[11] 裴素萍,吳必瑞.三相PWM整流器主電路參數確定方法[J].電測與儀表,2014,53(13):84-88.

[12] 尹泉,劉行,王慶義.三相電壓型PWM整流器主電路參數設計[J].變頻器世界,2011(12):56-59.

(責任編輯：陳石平)

Research on dual PWM converter of balanced photovoltaic power generation system in city electricity

CHEN Guoding, ZHOU Kai, SONG Di, LI Jun, MIAO Kejun
(College of Information Engineering, Zhejiang University of Technology, Hangzhou 310023, China)

In view of the problem of two-way flow of energy between balanced photovoltaic power generation system in city electricity and the grid, the control of dual PWM converter is studied. The mathematical model based ond-qaxis is set up according to the circuit topology of three-phase dual PWM converter, and the double closed loop control strategy of system and dual PWM converter coordinated control strategy are designed combining with the space vector modulation, three-phase digital phase-locked loop. The parameters of DC side capacitor and AC side filer inductor are designed according to the actual demand of system power balance. Simulation and experimental results verify the effectiveness of the system control strategy and the feasibility of the dual PWM converter to achieve the power balance in balanced photovoltaic power generation system in city electricity.

photovoltaic power generation; two-way flow of energy; PWM converter; double closed loop control; design of parameters

2016-09-13

浙江省大學生科技創新活動計劃(新苗人才計劃)資助項目(2016R403092)

陳國定(1962—)，男，浙江寧波人，教授，博士，主要從事電力電子技術和光伏逆變技術方面的研究等，E-mail：gdchen@zjut.edu.cn.

TK514

A

1006-4303(2017)02-0147-06