基于DSP的壓電電機的驅動系統性能測試與分析*

張鐵民， 廖貽泳， 許志林， 李晟華， 梁 莉

(華南農業大學工程學院 廣州，510642)

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基于DSP的壓電電機的驅動系統性能測試與分析*

張鐵民， 廖貽泳， 許志林， 李晟華， 梁 莉

(華南農業大學工程學院 廣州，510642)

針對高端制造裝備對大行程、高精度直線運動機構的廣泛需求，研究集宏微運動于一體的新型直線壓電電機，提出交流宏驅動和直流微驅動兩種工作模式，建立集宏微兩種驅動方式于一體的驅動系統。驅動系統輸出兩相交流電壓，相位-90～90°、頻率10～60 kHz、電壓幅值0～400 V之間連續可調，輸出直流電壓在0～400 V動態可調，實現了交直流電壓無縫轉換。系統以TI公司提供的DSP28335為主控芯片進行驅動控制，運放芯片PA85搭建線性直流式放大電路。同時，考慮受被控制對非線性、時變性和耦合性等因素的影響，通過采樣電路對輸出信號進行實時采樣，采用模糊自適應增量式比例-積分-微分對控制系統修正調節。結果表明，經過模糊自適應修正后的驅動電路輸出量得到明顯改善，驅動系統輸出信號的相位、頻率控制精度分別為5°和0.5 kHz，能夠穩定地驅動直線和旋轉壓電電機，具有較好的通用性。

驅動系統；交直流；宏微驅動；數字信號處理；比例-積分-微分控制

引 言

隨著集成電路(integrated circuit，簡稱IC)及微機電系統(micro electro mechanical system，簡稱MEMS)技術的發展，對定位系統的精度、速度和行程等提出了極高的要求。為此，Sharon[1]提出了宏/微雙驅動的概念。宏驅動[2-3]完成高速度、大行程的運動；微驅動[4-5]完成高精度、小行程運動，對宏動進行位置補償，實現高精度、高速度、大行程及高頻響運動。

孫立寧等[6]研制的宏微兩級高精度定位系統，宏動平臺采用直線電機驅動，微驅動則采用壓電陶瓷驅動，驅動系統由精密線性光柵尺實現全閉環控制。Pahk等[7]研制的宏微兩級納米定位系統，采用滾珠絲桿螺母機構驅動宏動臺，微動臺采用壓電陶瓷驅動器與柔性鉸鏈組成傳動結構，宏/微位置反饋分別采用編碼器與激光干涉儀，并用雙伺服控制的方法實現定位。中國科學院長春光機所[8]研制的宏微驅動超精度定位平臺，采用電致伸縮器件或壓電陶瓷和彈性鉸鏈結合的結構作為微動平臺，宏動部分采用伺服電機驅動，系統采用精密光柵尺實現閉環位移反饋，實現點位控制。然而，現有的這些宏微驅動定位平臺宏動與微動兩者結構獨立，驅動系統獨立，系統復雜，體積較大。

為此，提出了基于壓電轉換的具有宏微雙重運動功能的新型直線微電機[9]與宏微驅動一體化的驅動控制系統[10]，筆者根據宏微壓電電機特點，設計宏微驅動控制系統并對其進行分析。

1 驅動系統總體設計

采用TI公司電機控制專用的TMS320F28335為主控制芯片，設計集交直流電壓輸出于一體的驅動系統，系統結構如圖1所示。系統的輸入參數，經微處理器解算分兩路進行控制，一路信號通過D/A轉換經線性放大電路輸出穩壓直流電源；另一路通過PWM/IO口信號經驅動電路控制6個絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，簡稱IGBT)的通斷，使之輸出交直流可變、幅值、頻率、相位可調的電壓，同時對系統進行閉環修正，使系統穩定運行。

圖1 宏微驅動系統結構框圖Fig.1 Diagram of macro/micro drive system

2 驅動控制電路設計

宏微驅動電路設計包括輸入控制、穩壓電源、線性放大、橋式變換、AD/DA轉換及保護等電路設計。

2.1 線性放大電路設計

線性放大電路采用基于直流變換器原理的雙級運算放大電路[11-12]，如圖2所示。第1級采用高精度運算放大器OP07，以獲得較小輸入偏置；第2級采用高壓、大帶寬的運算放大器PA85A以獲得較大電壓、功率。

圖2 線性直流式放大電路Fig.2 DC amplifier stabilization circuit

為了實現線性放大電路的電壓為0～400 V連續可調，對PA85A采用不對稱供電，VCC1，VSS1及VSS2由低壓穩壓電路供電，VCC2由高壓穩壓電路供電。OP07,PA85A的放大倍數分別為2和40，由此確定R1=100 kΩ，R2=100 kΩ，R3=10 kΩ，R4=390 kΩ。

利用信號發生器WF1964A在放大電路的輸入端分別輸入0～5 V的三角波、方波等信號波形，可得輸出為0～400 V、分辨率<100 mV、放大倍數為80的線性放大。

2.2 高壓穩壓電源電路設計

為使功率運算放大器PA85穩定工作，設計的的高壓直流電源電路如圖3所示。該電路采用懸浮式調壓技術，由變壓器、整流電路、穩壓電路及調壓電路組成。升壓變壓器輸出的AC440 V經過整流、濾波及LM723組成調壓電路后，輸出穩定的直流電壓。

圖3 高壓穩壓電路Fig.3 High voltage circuit

2.3 橋式電路設計

圖4為橋式變換電路，由6個IGBT (Q1～Q6)構成3個橋臂，當用于宏驅動時，Q3～Q4處于斷開模式，控制其他4個IGBT的通斷時序、頻率實現兩相交流電壓的幅值、相位與頻率輸出。當用于微驅動時，改變Q1～Q6的通斷狀態以實現輸出單/雙路直流電壓輸出。

圖4 橋式電路框圖Fig.4 Diagram of bridge circuit

IGBT在開關過程中會產生瞬態沖擊高壓，為了減少產生的電壓應力，采用了RCD緩沖電路對其進行保護。由于電路工作在較高頻狀態，因此，選用玻璃鈍化的超快速二極管BYV26D快速恢復，電容C1使IGBT電壓在tf內快速上升到2Vh

(1)

其中：tf為IGBT電流從初始值下降到零的時間；Vh為輸入電壓。

結合壓電機需求，經計算，電容取為220 pF。存儲在電容中的大部分電量被電阻消耗，為避免電容飽和，在下一個關斷前，要求電容剩余的電量不得超過所充電荷的5%，因此電阻為30 Ω。

IGBT 性能發揮好壞與柵極驅動電路有關，當輸出高壓直流電時，橋式電路中部分IGBT一直保持常開，部分IGBT保持常閉狀態。綜合考慮限流和開關快慢要求，系統柵極電阻RG采用10Ω，驅動電路采用東芝TLP251光電耦合芯片。

系統需要6個TLP251組成的光電耦合器驅動IGBT，同一個橋臂上下橋驅動電路的供電相互獨立，不同橋臂上半橋驅動電路的供電也需要相互獨立，因此，需要4路獨立的供電電路給TLP251供電。

3 驅動控制策略設計

3.1 驅動電壓控制策略

輸入電路的控制信號為0～3V，經AD一次轉化后分別存儲在Num1,Num2,… ,Num8緩存器中，采用平滑濾波算法對其濾波得到A/D轉換后的輸出值Num，data

(2)

(3)

其中：Vin為輸入控制電路的電壓幅值；data_c為調節器輸出的調節信號；data為DSP輸出的控制信號。

data經D/A轉換即得到相應的輸出電壓，經線性放大電路進行功率、電壓放大后為驅動系統提供穩定的高壓電源。改變輸入信號Vin，即能改變D/A轉換的輸出信號，以實現驅動電源的輸出值的變化。

3.2 相位、頻率控制策略

系統采用TMS320F28335增強型脈沖調制器模塊(ePWM)產生PWM信號, 利用其獨立輸出雙邊對稱模式控制輸出PWM特性。

Q1～Q44個IGBT由4路PWM經光耦驅動電路控制，Q5～Q6由IO口經光耦驅動電路控制。PWM1和PWM2相位差可調，調節步驟如下：確定EPWM1計數比較A寄存器的值CA1，通過式(4)確定特定相位差情況下EPWM2計數比較A寄存器的值C2，其中phase為兩相電路的相位差。在已知PWM輸出的頻率下，確定時間基準時鐘TBCLK，由式(5)計算得到時間基準周期寄存器的值TBPRD。

(4)

(5)

3.3 基于模糊自適應增量式PID修正方法

由于壓電電機具有非線性、時變性，同時系統相位差、頻率發生偏移，導致效率降低。因此，將模糊控制與 PID 控制相結合，集兩者的優勢，既實現了對驅動系統進行實時調節又克服了復雜的控制對象難以求出精確的數學模型[13-14]的難題，基于模糊自適應PID的調節原理框圖如圖5所示。

圖5 模糊自適應增量式PID結構圖Fig.5 Structure of fuzzy adaptive incremental PID

PID的調節規律如下

(6)

其中：Kp為比例積分；Ti為積分時間常數；Td為微分常數。

將Kp/Ti,Kp×Td分別用Ki和Kd代替，同時對式子進行離散化處理,可得

(7)

采用增量式PID方式。已知t時刻的調節量為uf(t)時，t-1時刻的調節量為uf(t-1)，將uf(t)與uf(t-1)進行差值處理可得t時刻的增量Δuf(t)

(8)

同時，以誤差e(t)和誤差變化de(t)/dt作為輸入，進行模糊推理，查詢控制規則表，實現不同時刻對Kp,Ki和Kd的實時調節。

4 驅動系統性能測試及數據分析

由信號發生器-WF1964A、TRUM60旋轉電機[15]、直線壓電電機、示波器-Tektronix TDS3043B、SZG-441C非接觸式手持數字轉速表和OFV-505/5000激光測振儀組建的測試平臺如圖6所示。

圖6 系統硬件測試平臺Fig.6 Test platform of hardware system

4.1 驅動系統空載試驗分析

圖8 轉速特性曲線Fig.8 Characteristic curve of speed

在驅動系統輸出端無負載的情況下，使輸出電壓為100 V，調節相位差為90°，用示波器觀察其開環/閉環狀態下輸出波形，測得的輸出信號如圖7所示，空載條件下，無論有無調節器，輸出相位、頻率均無明顯變化。

圖7 空載條件下輸出兩相信號Fig.7 Two phase signal output in no-load condition

4.2 驅動系統負載試驗分析

4.2.1 宏驅動試驗

以直線壓電電機和旋轉超聲電機為試驗對象對驅動系統的宏驅動進行相位差、頻率、電壓測試如圖8所示。

圖8(a)表示兩種電機的轉速-相位的關系。試驗表明：當相位差為0°時，電機速度為0 r/min，隨著相位差增大，速度增加，當相位差為±90°時轉速達到最大，其關系呈現近似雙曲線正切關系。利用origin的非線性擬合曲線y=atanh(bx+c)近似擬合實測曲線。

圖8(b)表示兩相輸出信號的相位差為90°時，轉速-頻率的關系曲線。試驗表明：輸出頻率只有在一定范圍內電機才運轉，在電機的本身的諧振頻率附近，電機的轉速達到最大，之后隨著頻率的增加，轉速迅速下降，其曲線特性呈現類似于指數的關系。利用函數y=a+bexp(cx+d)近似擬合實測曲線。

圖8(c)表示兩相輸出信號的相位差為90°，兩種電機在諧振頻率下，轉速-直流輸入電壓的關系。隨著輸入電壓的升高，轉速也隨之升高，呈現出近似線性關系，用直線y=ax+b近似擬合實測曲線。

4.2.2 微驅動試驗

以宏微直線壓電電機為試驗對象，對驅動系統的微驅動進行電壓位移測試，采用OFV-505/5000激光測振儀對其進行測量，利用三腳架固定OFV505光學頭，將光學頭測量微位移變化的信號傳輸到OFV-5000控制器，進行處理之后通過示波器進行觀測。

如圖9所示，隨著驅動系統輸出的電壓的增大微位移量也增大，呈現近似線性關系。

圖9 壓電電機微運動位移曲線Fig.9 Displacement curve of piezoelectric motor’s micro movement

4.3 模糊自適應增量PID調節器對系統影響測試分析

由試驗可知，當輸入直流電壓100 V、兩相信號相位差90°、工作頻率為40.3 kHz時，旋轉電機工作在最優狀態，平均轉速為102 r/min。以旋轉電機為試驗對象，調節控制參數使之工作在最優狀態下，在有無PID調節器狀態下，對輸出相位、頻率和電機轉速誤差進行比較，結果如表1所示。經過模糊自適應增量式PID調節后，相位、頻率誤差明顯減少，其標準方差分別為2.97和0.16，其運行穩定，轉速誤差在0～3 r/min的范圍內變化。

表1 各參數誤差比較

5 結 論

1) 研制了基于主控芯片TMS320F28335交直流一體化的驅動控制系統。該系統實現了宏、微驅動控制系統一體化，輸出參數獨立可調，能夠驅動不同直線、旋轉不同類型的超聲電機和壓電微驅動器。

2) 試驗表明，在宏運動狀態下，電機運行時的轉速與輸入相位差、頻率與電壓存在近似正切、指數變化規律特性；在微運動狀態下，位移與輸入電壓存在近似直線變化規律特性。

3) 通過采樣電路、AD轉換將輸出相位、頻率信號實時的反饋到控制器，進行閉環模糊自適應增量式PID修正。試驗驗證表明，閉環控制相較于開環控制，其相位，頻率誤差降低了45.5%和58.9%，電機轉速穩態精度提高了58.3%。

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*國家自然科學基金資助項目(51177053)；廣東省教育廳科技創新重點基金資助項目(2012CXZD0016)；高等學校博士學科點專項科研基金資助項目(20124404110003)；廣州市科技計劃資助項目(201510010227)

2015-05-05；

2015-05-29

10.16450/j.cnki.issn.1004-6801.2017.02.010

TM35；TN710；TH13

張鐵民，男，1961年11月生，博士、教授、博士生導師。主要研究方向為機電系統控制、超聲電機及機器人技術等。曾發表《應用組態軟件的超聲電機運動參數測試系統》(《振動、測試與診斷》2010年第30卷第2期)等論文。 E-mail：tm-zhang@163.com 通信作者簡介：梁莉，女，1963年7月生，博士、高級實驗師。主要研究方向為壓電驅動、機電一體化技術等。 E-mail：ll-scau@163.com