五相容錯式磁通切換永磁電機SVPWM控制

唐紅雨,趙文祥,姜慶旺

(1.鎮江市高等專科學校,鎮江212003;2.江蘇大學,鎮江212013)

0 引 言

永磁同步電機由于其性能優越,已引起人們的重視,隨著稀土永磁材料加工技術和電機制造技術的發展,應用也越來越廣泛于各行各業[1-2]。但三相電機自身容錯性能不佳,而多相永磁電機兼具高效率、高功率密度、強容錯等優點,可用于艦船推進、風力發電、電動汽車、航空航天、軍事設備等場合。相數的增加使多相電機可以提供比三相電機更多的控制自由度,采用全橋驅動,可以提高控制性能,減小轉矩脈動的幅值,實現低壓大功率[3]。同時,逆變技術的發展也使多相逆變系統的實現成為可能。近年來發展起來的磁通切換永磁(以下簡稱FSPM)電機,由于其永磁體安裝于定子上,易于冷卻,降低永磁體過熱所引起的退磁風險[4],使電機的結構更簡單、制造成本更低,適合高速運行,而五相容錯式磁通切換永磁(以下簡稱FT-FSPM)電機具有高容錯性和高可靠性等優點,使其成為學者研究的熱點[5]。

目前對電機控制的方法主要有矢量控制和直接轉矩控制法,其中有空間矢量脈寬調制(以下簡稱SVPWM)算法[6];或者采用改進的相鄰最近四矢量SVPWM算法來合成參考電壓矢量[7],抑制三次諧波[8];采用基于調制函數的五相SVPWM等效算法實現五相電壓源型逆變器控制[9];以轉差角頻率調控定子電壓矢量,實現對轉子磁鏈和電磁轉矩的控制[10];通過跟蹤最小占空比,得到最終的五相橋臂占空比[11];也有采用改進型的SVPWM算法,將輸入的兩路正交正弦電壓進行矢量合成,得到開關作用時間[12];但這些SVPWM方法在五相容錯電機的應用還不多見。本文分析了FT-FSPM電機的空間電壓矢量構成,采用相鄰最近四矢量算法設計了基于SVPWM的電機系統的控制策略,可以有效實現6FT-FSPM電機的控制,使系統具有較好動態性能指標。

1 五相FT-FSPM電機

本研究對象為10/19極的FT-FSPM電機,其繞組結構如圖1所示,該電機的定子齒為10槽,轉子極數為19極。以A相繞組為例,繞組A1穿過兩個定子齒,與繞組A2相串聯組成A相繞組,容錯齒使電機在故障狀態下具有容錯功能[13]。其中永磁體切向交替插入定子齒中,即繞組A1中永磁體充磁方向與C2,D2相反,從而產生聚磁效應。

FT-FSPM電機作為定子永磁型電機的一種,盡管相對于傳統的永磁同步電動機、永磁無刷直流電動機,其永磁體安放位置不同。但其空載永磁鏈和空載反電勢均呈雙極性正弦分布,具有高度的正弦性,坐標系如圖2所示。容錯性磁通切換永磁電機與轉子型永磁電機坐標系分析方法一樣,所以定子坐標系下的方程:

五相電流如下:

式中:定子電壓矩陣Us=[uaubucudue]T;電阻矩陣Rs=rs×E5×5;電流矩陣 Is=[iaibicidie]T;總磁鏈矩陣ψs=[ψaψbψcψdψe]T;Ls為電感矩陣;ψm為永磁鏈;Im為電流幅值;pr為轉子極對數,pr=19。

圖2 五相TF-FSPM基波坐標系

在分析轉子坐標系時,我們需要考慮基波空間d1-q1坐標系和三次諧波空間d3-q3坐標系,因此選取d1-q1-d3-q3-z0作為參考坐標系,z0是零序分量,把d3-q3-z0作為廣義零序分量,基波空間和三次諧波空間相互正交。d1-q1-d3-q3-z0滿足以下關系:

d-q坐標系的電流方程:

機械運動方程:

式中:對于隱極式FT-FSPM電機,p是電機轉子極對數;θ為轉子位置電角度;ud,uq,id1,iq1分別為d1-q1軸的電壓、電流;id3,iq3分別為d3-q3軸的電流;ω為轉子角速度;r為定子電阻;Te為電磁轉矩;Tl為負載轉矩;Lmd1,Lmq1分別為d,q軸基次繞組互感;ψm為永磁鏈。

2 五相SVPWM設計

五相FT-FSPM電機逆變系統中有32個空間電壓矢量,其中U0,U31為零矢量,其他30個非零電壓矢量分為3組,每組10個電壓矢量,分大、中、小電壓矢量,幅值比為1.6182∶1.618∶1,將360°空間平均分為10扇區。由五相逆變系統的Park變換可知,存在基波d1-q1坐標系和三次諧波d3-q3坐標系,分別以ω,3ω旋轉,存在3個子空間,分別為α1-β1子空間,α3-β3子空間和零序空間,零序空間恒為零,采用幅值不變原則,進行Clarke變換,再將各電壓矢量幅值大小進行分類,如表1和圖3所示。

表1 五相系統空間電壓矢量表

圖3 α-β空間電壓矢量分布

五相逆變系統進行扇區判斷時,需引入5個電壓量,建立扇區判斷函數,查扇區表進行扇區選擇。以第二扇區為例,采用相鄰最近四矢量算法(NFV),在一個周期內,電壓矢量作用順序為U0→U29→U28→U24→U8→U31→U31→U8→U24→U28→U29→U0。

在進行分析時,把α3-β3-0子空間電壓矢量為零作為約束條件,大小電壓矢量對應,設第二扇區電壓矢量U8,U24,U28,U29,一個周期內作用時間分別為T1,T2,T3,T4。從圖4中看出,要滿足使三次諧波在α3-β3-0空間為零的目的,α1-β1-0空間的大小矢量時間與幅值之比相等,即T3/T1=T2/T4=1.618。

圖4 兩相α-β坐標系中的電壓矢量合成

根據平行四邊形法則,第二扇區各個電壓矢量作用時間如下:

五相逆變系統的最近四矢量SVPWM算法是通過調節各作用時間使三次諧波成分減少,因而母線電壓調制比會有所降低,但逆變器輸出電壓的諧波成分也有所減少。U8,U24,U28,U29四個矢量的開關狀態序列為01000,11000,11100,11101,11111。在扇區過渡時,必須保證只有一組開關切換,可以降低切換開關的損耗。圖5為第二扇區開關切換順序圖。但對不同扇區,矢量的作用時間順序需作相應變化。

圖5 第二扇區開關切換順序圖

其它扇區開關順序計算方法類似,這里不再敘述,對于不同扇區,T1始終表示先作用的矢量在每一個扇區載波周期的作用時間。在計算時,在開辟的內存空間中第一字節存入一個36°的正弦表,然后通過調用計算各基本矢量的作用時間。在進行扇區判斷時,只需將步長 Δωt積分,當達到36°時,便使扇區數加1(反轉則減1)。在程序設計中要設置頻率變化步長,對頻率的變化量采取限幅處理,保證每個載波周期只執行一次采樣,使頻率采樣值平穩過渡,可以避免來自于頻率指令或負載突變造成的沖擊電流,同時也濾除了各種外界的擾動。扇區判斷仿真如圖6所示,T2,T3為基礎矢量作用時間,仿真波形與理論值一樣。

圖6 基礎矢量作用時間和扇區判斷波形

從圖6中看出,電機運行時輸出的扇區號值,按1～10的順序運行,與實際相符。將Ta,Tb,Tc,Td和Te輸入到調制模塊中,與給定的載波相比較得到五相電壓SVPWM脈沖波。其中Ta,Tb如圖7所示,圖8為五相相電壓波形。

圖7 五相比較時間Ta,Tb仿真波形圖

圖8 五相相電壓仿真圖

由圖7可以看出,采用NFV方式的調制的Ta和Tb波形是馬鞍波,以及五相相電壓波形與理論波形相同。

從式(5)可以看出,對于五相FT-FSPM電機,Te只與基波空間d1-q1軸電流iq1有關,可通過調節iq1控制Te,對d1-q1-d3-q3空間中的電流實行閉環控制,采用id1=0控制策略,對q軸電流iq1進行控制,可以實現系統控制。

3 試驗結果

為驗證算法的可行性,在MATLAB仿真的基礎上,在實驗室搭建了電路,如圖9所示。五相FT-FSPM樣機參數如下:額定功率P=3.5 kW,相電壓200 V,額定轉速n=600 r/min,額定轉矩Te=22.8 N·m,定子電阻rs=2.56 Ω,繞組電感Lmd1=Lmq1=36 mH,轉動慣量J=0.000 62 kg·m2,摩擦系數B=0.000 31 N·m·s,永磁磁通ψm=0.183 Wb。主要器件包括核心芯片DSP2812、三菱IPM、2048線的光電編碼器、磁粉制動器、扭矩傳感器、LEM型電流傳感器,實驗結果如圖10～圖12所示。

圖9 實驗裝置

圖10 五相比較時間Ta,Tb實測波形

圖11 調制模塊輸出的PWM波形

圖12 PWM經濾波后的波形

圖10為五相比較時間Ta,Tb實測波形,可以看出實測波形與理論波形相同。圖11為A相,B相調制模塊輸出實測PWM波。圖12為AB相PWM經濾波后的波形,說明所設計的SVPWM方法符合要求。

4 結 語

本文根據五相FT-FSPM電機特點和數學模型,通過對五相系統的SVPWM調制方法的研究,結合五相電機旋轉坐標系空間理論,提出一種基于相鄰最近四矢量SVPWM的五相FT-FSPM電機控制方法,通過仿真和實驗,驗證本方法的可行性,能夠滿足五相電機系統控制要求。

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