閥電流放大系數測量超差問題機理分析與改善方法

郭燕紅++陳慶浩++李光學++王懷俠++包睿

摘 要高速運算放大器是一個高放大倍數的多級放大器，在深度負反饋條件下，很容易產生自激振蕩。為了使放大器能穩定工作，需要外加一定的相位補償網絡，以消除自激振蕩。文中針對一種高速運算放大器7F124的自激振動進行了試驗驗證和仿真測試，并且通過相位滯后補償網絡消除自激振蕩，產品工作穩定。

【關鍵詞】高速運算放大器 自激 相位補償

目前廣泛應用的高速電壓型集成運算放大器是一種開環高放大倍數的直接耦合放大器。在該集成電路的輸入與輸出之間接入不同的反饋網絡，可實現不同用途的電路。例如利用集成運算放大器可完成信號放大、信號運算、信號處理以及波形的產生和變換。集成運放的工作區域可以分為線性放大區和飽和非線性區兩種。如果引入負反饋電路，則工作于線性區域，用于構成各種運算放大器電路。對于負反饋放大電路，反饋深度愈大，對放大電路性能改善就愈明顯。但是，反饋深度過大將引起放大電路產生自激振蕩。本文在深入分析運算放大器電路深度負反饋機理的基礎上，根據數字控制器在生產過程中，閥電流放大系數為-9.647mA/V，指標要求為-（10±0.2）mA/V，閥電流放大系數超差問題提出了一種在放大器后一級加（滯后網絡）補償電容的方式，消除自激振蕩，增大了放大器帶寬。并通過仿真和試驗驗證了該電路的正確性。

1 閥電流采集電路原理

數字控制器輸出的閥電流信號，即通過控制器的A/D采集通道進行測試；用于指令模擬量輸出的D/A通道，在整機測試時在工裝堵頭內將該D/A輸出與其他A/D采集通道短接，對A/D和D/A通道實現自測試，控制器自測試原理見圖1所示。

在數字控制器整機測試時，使用工裝堵頭實現控制器的自測試，在工裝堵頭內接有閥線圈等效電阻，且將指令D/A輸出與位移、油面等AD采集的短接；閥電流采集電路和位移等信號采集電路的不同之處，是位移等通道在A/D采集跟隨器前端使用了RC濾波，而電流通道未使用RC濾波。由圖2可知，影響控制器電流通道測試性能的可能因素為工裝堵頭或控制器自身。更換堵頭電阻超差現象仍存在，因此排除工裝堵頭中的閥線圈等效電阻對電流通道性能超差的影響。

2 超差問題排查分析

2.1 供電電源排查

控制器的±15V電源同時給功率放大器、閥電流采集電路和位移等采集電路供電，如±15V電源異常，則也將影響位移等采集通道的性能，而測試數據表明位移等信號測試正常，且一致性好，只有電流通道性能超差。因此排除±15V電源異常對閥電流超差的影響，數字控制器供電原理圖如圖2所示。

2.2 電磁兼容性設計

數字控制器其內部測試信號較多，約為100多路采集信號，數字信號和模擬信號混合，母板至殼體連接器的走線較多，控制器內部的電磁兼容非常復雜。在控制器使用過程中，曾出現電流通道測試參數偏差較大問題，后通過多次改進，取得了較好的效果，但相對與位移等其他采集通道還有一定差距。電磁兼容的影響不能完全排除。

2.3 電路參數匹配性設計

由圖1數字控制器內部電路可知，位移、油面等模擬信號采集通道有RC濾波，測試數據正常，一致性好；電流采集通道由于加RC濾波將可能對系統性能造成影響，因此未使用RC濾波電路。為檢查此處RC電路對閥電流超差的影響，做以下幾項試驗：

（1）外接電阻低端并聯電容

在圖1所示的工裝堵頭上閥線圈等效電阻低端（A處）對地增加33nF小電容，閥電流放大系數為-9.95～-10.05mA/V，滿足指標-（10±0.2）mA/V要求。

（2）印制板上1M電阻改為電容

在圖1所示的控制器內部，采集電流通道的跟隨運算放大電路前端對地的1MΩ（B處、0805封裝）電阻改為33nF的電容，閥電流放大系數為-9.95～-10.05mA/V，滿足指標-（10±0.2）mA/V要求。

2.4 小結

經以上排查，電磁兼容性設計和電路參數匹配性設計對閥電流放大系數超差均有不同程度的影響。在多次對印制板設計采取了電磁兼容性設計措施后，取得了較好的效果，但未從根本上解決閥電流超差的問題，在電流A/D采集通道跟隨器前端增加對地電容，改變電路匹配參數，電流通道性能滿足要求。

3 機理分析

負反饋放大電路閉環放大倍數（增益）的一般表達式為：

式中，為開環放大倍數；為反饋系數。從式（1）可知，當接近0時，，說明即使無信號輸入，也有輸出波形，即產生了自激振蕩。

放大電路的放大倍數和相位偏移隨頻率而變化：當頻率變高或變低時，輸出信號和反饋信號將產生附加相移。若附加相移達到±180°，則反饋信號與輸入信號同相，負反饋電路變成正反饋。反饋信號加強，當反饋信號大于凈輸入信號時，即使去掉輸入信號也有信號輸出，產生了自激振蕩。即：

自激振蕩的判斷方法為：首先是看相位條件，只有相位條件滿足，才有可能自激。圖3所示為負反饋放大器幅頻特性和相頻特性曲線，fc為附加相移φ=-180°時的頻率，稱為“臨界頻率”；f0為時的頻率，稱為“剪切頻率”。fc≤f0時，負反饋放大電路不穩定，會產生自激；fc>f0時，負反饋放大電路穩定，不會自激。

（1）如圖3（a），當相位條件滿足附加相移φ=±180°時（即f=fc時），若≥1（即），則電路不穩定，會產生自激。時起振，振蕩穩幅后。

數字控制器電流采集電路等效電路如圖4所示。

從數字控制器電流采集通道信號波形可見，在電流信號正半波出現自激的情況，導致電流放大系數超差，如圖5所示。對應的波特圖如圖3（a）所示，fc≤f0，放大電路不穩定，產生自激。

（2）如圖3（b），當相位條件滿足附加相移φ=±180°時（即f=fc時），若（即），則電路穩定，不會產生自激。

要使圖4電路穩定，可以在電路中增加補償電容Cb，降低幅值且改變轉折頻率實現，如圖6所示。此時在這一最低頻率級中并聯一電容Cb，使放大電路中的轉折頻率f2降低為

為了正確選擇補償電容的接入點和容值大小，必須通過測試了解運放電路的開環頻率特性和對應于每個極點的阻容參數，數字控制器電容選擇時，通過試驗確定其容值。

數字控制器試驗中，將補償電容Cb（33nF）接在閥電流A/D采集通道跟隨器前端對地（如圖7），即降低了三級放大電路的增益和帶寬，運放組成的開環頻率特性波特圖如圖4（b），fc>f0時，放大電路穩定，不會自激。且通過試驗表明，閥電流放大系數參數正常，測試曲線無自激現象，如圖7所示。

4 結論

常用的集成運算放大器大多數內部已設置消除自激振蕩的補償網絡，但是有時還需采用外部相伴補償電路消除自激。外部相伴補償電路有兩種方式：一種是采用頻率補償的方式，主要是在基本電路或反饋網絡中加入補償元件來改變反饋放大電路的開環頻率特性，從而破壞自激振蕩的條件，滿足穩定裕度；另一種方式是采用滯后補償的方式，本文采用第二種方法，有效地改善了7F124放大器組成跟隨器的自激特性。

參考文獻

[1]童詩白，華成英主編.模擬電子技術基礎 [M].北京：高等教育出版社，2000.

[2]放大器的自激振蕩和反饋深度的討論[J].第十六屆電工理論學術研討會論文集.

[3]運算放大器7F124手冊.

作者簡介

郭燕紅（1982-），現為北京精密機電控制設備研究所燃氣液壓事業部工程師。

作者單位

北京精密機電控制設備研究所燃氣液壓事業部 北京市 100076