一種用于GaN紫外探測器的前置放大器電路的分析與設計

孫茜怡++關鈺

摘 要：以GaN光伏型紫外探測器輸出的微弱電流信號為根據對探測器的前置放大電路進行設計，首先運用標準的電路理論建立了等效噪聲模型，分析計算了電路中各個噪聲源引起的噪聲，導出了光電檢測電路的信噪比輸出公式，對影響光電檢測電路輸出信噪比的因素進行了詳細的分析與研究；同時還給出了跨組放大器帶寬與穩定性之間的關系，最后用multisim10軟件的仿真印證了分析和設計的正確性。

關鍵詞：紫外探測器；前置放大器；噪聲；穩定性

中圖分類號：TN72 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2017）20-0011-03

引言

空空導彈系統中多為紅外制導和雷達制導。隨著干擾手段的發展，單一的探測手段已經不能滿足抗干擾的需求。于是，出現了雙色探測器等多探測體制，如紫外/紅外、紫外/激光、紅外/激光等多種復合探測體制。繼紅外探測技術之后紫外探測技術成為又一重要的軍民兩用光電探測技術。相較于紅外探測系統，紫外探測技術因其獨有優勢，受到了軍方的關注。

正是因為軍方的重視和紫外探測技術的獨特性，本文開展紫外信號檢測放大技術的研究，以此來確定一種更適合紫外信號的前放電路結構，并對它的噪聲特性及抑制方法進行分析和驗證。

1 紫外探測器

紫外探測器件主要分為點探測器和像探測器。半導體紫外探測器件因其體積小、過載高在軍事中應用較多。本系統中采用GaN基紫外探測器，光譜響應區間在260～380nm，峰值響應波長為365nm。

在探測器應用中多采用PIN結構[2]，I層會加大耗盡層厚度。I層有更高的電阻相對于PN層，這里的反向偏壓形成高電場區，加寬了光電轉換的有效工作區域，使暗電流有所降低，提高了靈敏度，探測器的電容也有減小。

紫外探測多采取直接探測，所以在光信號功率小時，電信號輸出相應也較小。一般在實際探測器的應用中，為了方便后續處理，通常使用前置放大電路將信號放大。紫外探測器中就要設計合理的前置放大電路，以保證探測系統能夠在一定的輸出信噪比下工作。

2 前置放大電路

微弱光電信號前置放大器，信號小，輸入信噪比低，在空空導彈系統等軍用系統中多有專門的低噪聲放大器。

而在低噪聲放大器的設計中，噪聲水平、放大器的增益和放大器的帶寬通常要依據其中的帶寬綜合考慮。

2.1 光電二極管的等效電路模型

紫外探測為直接探測方式。光信號功率小，紫外探測器的電信號輸出也相應較小，在本設計中所采用的探測器芯片的響應較小，ID約為5nA左右，零偏阻抗100MΩ，結電容CJ≈50pf，等效電路[4]如圖1所示。

它包含一個被輻射光激發的電流源，一個理想的二極管，結電容和寄生串聯及并聯電阻。IL為二極管的漏電流，ISC為二極管光電流，Rpo為寄生電阻，ePD為噪聲源，結電容大致為20pf。

在本文的應用中，紫外探測器芯片工作在零偏置即光伏模式下。

在此模式下探測器芯片作為光電二級管可以非常精確的線性工作。零偏置條件下，無暗電流，二極管噪聲等同分電路電阻的熱噪聲；反偏置條件下，則有暗電流產生附加噪聲源。本文就要對這種光伏模式進行最優化設計。

2.2 光電檢測電路設計

由于探測器工作狀態時產生的是電流信號，在后續使用中要將它轉換為電壓信號，主放大器的作用就是對光電流進行I-V轉換，并放大到所需要的值。

2.2.1 電流-電壓轉換電路分析和設計

本文所采用的光電轉換電路為高靈敏度的電流-電壓轉換器，二極管偏執由運算放大器的虛地維持在零電壓，短路電流即被轉換為電壓。電流電壓轉換電路如圖2所示。

由于在最高靈敏度時該放大電路[5]必須能檢測1nA的二極管電流，采用普通結構的電流電壓轉換器會使反饋電阻非常大，例如對于1nA的二極管電流，要求輸出0.1V的電壓，則需要100MΩ的偏置電阻，而電阻是對總輸出噪聲影響最大的因素之一。這對系統噪聲的影響是不可想象的。

該主放大器的輸出VO=-k1Rfid

k1=1+R1/R2+R1/Rf

可見這個電路是靠倍乘因子k來增加R的，于是我們基于一個合理的R值，依靠倍乘因子k來提高靈敏度。

針對本電路為了實現0.1nV/nA的靈敏度，由式可知k1Rf=0.1/10-9=100M？贅，這是一個相當大的值，為了不至產生太大噪聲，由Rf=1M？贅出發，然后乘以100以滿足技術指標，因此，1+R1/R2+R1/106=100。在采用R2=1k？贅時，可得R1≈99k？贅（用最接近標準值的100kΩ）

2.2.2 前置放大電路的噪聲分析

外部噪聲（系統的外界干擾）和內部噪聲（光電系統本身產生的噪聲，是光電檢測器件和檢測電路的器件固有噪聲）為光電檢測電路的主要噪聲來源。

外部噪聲要通過外部手段控制，本文中我們主要研究通過選擇電路元件和合理的電路設計來減小內部噪聲，提高系統的檢測精度。

光電二極管、前置放大電路構成了光電檢測電路，它的噪聲模型如圖3所示：

Isc：光電二極管的光電流；Ins：光電二極管的散粒噪聲電流；Ind：光電二極管內阻產生的熱噪聲電流；Cd：光電二極管的結電容；En、In：放大器的等效輸入噪聲電壓和等效輸入噪聲；Unf：反饋電阻Rf和R1產生的熱噪聲電壓。其中：

I2ns=2eIsc△f，△f為電路的通頻帶；

I2nd=4kT△f/Rd

U2nf=4kTRf△f

由此：

由上面的公式[6]得出，反饋電阻Rf和R1和輸出信噪比成正比。要想提高輸出信噪比和信號增益，需要提高Rf和R1的阻值。所以我們可以選擇阻值大、噪音小的金屬膜電阻。

此外，輸出信號電壓幅度的也限制Rf和R1的選擇，還應根據光電流的最大值來確定Rf的大小。

電路的通頻帶△f和輸出信噪比成反比。電容Cs與Rf并聯就是為減小電路的通頻帶。它們構成一個高頻截止頻率為1/2？仔RfCs的濾波電路。直流和低頻，信號增益不變；頻率超過1/2？仔RfCs時，信號增益下降信號幅度線性失真，因此電路的通頻帶△f=1/2？仔RfCs。

Rf和Cs和通頻帶也成反比。如果電路的通頻帶太小會造成輸出信號頻率失真；如果Cs太大，系統響應會變慢；Cs也有消除自激震蕩的作用。

2.2.3 集成運算放大器的選用

考慮集成運放的等效輸入噪聲電壓En和等效輸入噪聲電流In，同輸出信噪比成反比。故應選用En和In小的低噪聲和低偏置電流的集成運算放大器。

場效應管為輸入級的運放具有開環輸入阻抗高、輸入偏置電流小和不隨溫度變化的優點，適合選用。同時，提高開環放大倍數，使光電二極管在無偏壓狀態工作；其次，選用的集成運放的失調電壓和電流應較小。

由于要精確測量納安級的光電流，運算放大器的偏執電流不應該大于數納安，并且放大器本身引入的噪聲要非常小，這就大大縮小了選擇的余地。

我們最終采用了噪聲低，精密，輸入為FET的AD795k型運算放大器。它具有兩種優勢：（1）雙極型輸入運算放大器的低電壓噪聲和低失調漂移；（2）FET輸入器件的極低偏置電流。

其性能參數為：

失調電壓：在25°C時，最大為250uv，

失調電壓漂移：最大為3uV/°C

輸入偏置電流：在25°C時，最大為1PA

0.1～10HZ 電壓噪聲2.5uVp-p

1/f轉折頻率12Hz

電壓噪聲：在100Hz處為10nV/√Hz

電流噪聲：在100Hz處為0.6fA/√Hz

在±15V時的功耗為40mW

增益帶寬乘積1MHz

2.2.4 前置放大器穩定性分析

考慮光電二極管小信號模型后，完整的前置放大電路如圖4：

該系統的傳輸函數[7]為：

其中，Aol（j？棕）為放大器開環環路增益；？茁為反饋系數，即1/（1+Zf/Zin）；Zin為分布式輸入阻抗

展開后可得：

式中

由于Rd遠大于Rf，故fz

圖中顯示了Aol（j？棕）曲線與1/？茁曲線在fx處相交，且在交點處|Aol？茁|=1。放大器需在工作中不振蕩、穩定。工程應用上，要求相位裕度？準m>>4/？仔，當？準m=4/？仔時，fp=fx。放大器在系統穩定的前提下，要得到最大帶寬，可令：

式中：可以求得GBW為運放的增益帶寬積。最終可求得：

對于更大的相位裕度，這個電容值還會增大，但也會降低I-V轉換器的帶寬。

3 電路仿真計算

利用multisim10 軟件[8]對圖5所示電路進行仿真分析。

交流仿真結果如圖6所示。

噪聲分析如圖7所示。

4 結束語

本文推出了光電檢測電路信噪比的公式，并對光電轉換電路的穩定性進行了詳細的研究，總結了設計低噪聲光電檢測電路的方法。

某預研項目中，根據本文討論的方法設計的前置放大器已有應用，我們可以看到實際測試結果達到了預期效果，所以此設計方案可行。不足之處在于，本設計中印刷板本身帶來的寄生電容問題。這就要求我們必須小心布線以控制寄生電容；另外，可在輸出端增加濾波器，以減小系統噪聲。

參考文獻：

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